Jak navrhnout zpětnovazební měnič – komplexní výukový program

Konfigurace zpětnovazebního měniče je v aplikacích SMPS preferovanou topologií především proto, že zaručuje úplné oddělení výstupního stejnosměrného proudu od vstupního střídavého proudu sítě. Mezi další vlastnosti patří nízké výrobní náklady, jednodušší konstrukce a nekomplikovaná realizace. Nízkoproudá verze DCM flyback měničů, která zahrnuje výstupní specifikaci nižší než 50 W, se používá častěji než větší vysokoproudé protějšky.

Poznejme podrobnosti s vyčerpávajícím vysvětlením prostřednictvím následujících odstavců:

Komplexní průvodce návrhem off-line DCM flyback měniče s pevnou frekvencí

Provozní režimy flybacku:

Níže vidíme základní schéma návrhu flyback měniče. Hlavními částmi tohoto návrhu jsou transformátor, spínaný výkonový mosfet Q1 na primární straně, můstkový usměrňovač na sekundární straně D1, filtrační kondenzátor pro vyhlazení výstupu z D1 a řídicí stupeň PWM, což může být obvod řízený integrovaným obvodem.

Tento typ konstrukce flybacku může mít provozní režim CCM (režim spojitého vedení) nebo DCM (režim nespojitého vedení) podle toho, jak je nakonfigurován výkonový mosfet T1.

Zásadně v režimu DCM máme celou elektrickou energii uloženou v primáru transformátoru přenesenou přes sekundární stranu pokaždé, když je tranzistor MOSFET během svých spínacích cyklů (nazývaných také doba flybacku) vypnut, což vede k tomu, že proud na primární straně dosáhne nulového potenciálu dříve, než se T1 může v dalším spínacím cyklu znovu zapnout.

V režimu CCM nemá elektrická energie uložená v primáru možnost se plně přenést nebo indukovat přes sekundár.

Je to proto, že každý z následujících spínacích impulsů z PWM regulátoru zapne T1 dříve, než transformátor přenese celou svou uloženou energii do zátěže. To znamená, že zpětný proud (ILPK a ISEC) nikdy nedosáhne nulového potenciálu během každého ze spínacích cyklů.

Rozdíl mezi oběma režimy provozu můžeme pozorovat na následujícím diagramu prostřednictvím průběhů proudu přes primární a sekundární část transformátoru.

Oba režimy DCM a CCM mají své specifické výhody, které se lze dozvědět z následující tabulky:

V porovnání s CCM vyžaduje obvod režimu DCM větší úrovně špičkového proudu, aby byl zajištěn optimální výkon na sekundární straně transformátoru. To zase vyžaduje, aby primární strana byla dimenzována na vyšší efektivní proud, což znamená, že tranzistor MOSFET musí být dimenzován na uvedený vyšší rozsah.

V případech, kdy je požadována konstrukce s omezeným rozsahem vstupního proudu a součástek, pak se obvykle volí fyback v režimu CCM, což umožňuje v konstrukci použít relativně menší filtrační kondenzátor a nižší ztráty na vedení tranzistoru MOSFET a transformátoru).

CCM se stává výhodným pro podmínky, kdy je vstupní napětí nižší, zatímco proud je vyšší ( nad 6 ampér), konstrukce, které mohou být dimenzovány na práci s výkonem nad 50 wattů, s výjimkou výstupů na 5 V, kde by specifikace výkonu mohla být nižší než 50 wattů.

Výše uvedený obrázek ukazuje proudovou odezvu na primární straně režimů flyback a odpovídající vztah mezi jejich trojúhelníkovým a lichoběžníkovým průběhem.

IA na trojúhelníkovém průběhu označuje minimální inicializační bod, který lze považovat za nulový, na začátku doby sepnutí MOSFETu, a také vyšší špičkovou úroveň proudu přetrvávající v primárním vinutí transformátoru v době do opětovného sepnutí MOSFETu, během provozního režimu CCM.

IB lze vnímat jako koncový bod velikosti proudu při zapnutém spínači mosfetu (interval Ton).

Normalizovanou hodnotu proudu IRMS lze vnímat jako funkci součinitele K (IA/IB) na ose Y.

Tuto hodnotu lze použít jako násobitel vždy, když je třeba vypočítat odporové ztráty pro různý počet tvarů vln s ohledem na lichoběžníkový průběh s plochým horním průběhem.

Toto také ukazuje dodatečné nevyhnutelné ztráty stejnosměrným vedením vinutí transformátoru a tranzistorů nebo diod jako funkci proudového průběhu. Využitím těchto rad bude konstruktér schopen zabránit až 10 až 15 % vodivostních ztrát při takto dobře vypočteném návrhu měniče.

Zohlednění výše uvedených kritérií se může stát významně rozhodujícím pro aplikace určené pro zpracování vysokých efektivních proudů a vyžadující jako klíčové vlastnosti optimální účinnost.

Může být možné eliminovat dodatečné ztráty v mědi, ačkoli to může vyžadovat obrovskou velikost jádra pro umístění nezbytné větší plochy okna vinutí, na rozdíl od situací, kdy se rozhodujícími stávají pouze specifikace jádra.

Jak jsme dosud pochopili, provozní režim DCM umožňuje použití transformátoru menších rozměrů, má větší přechodovou odezvu a pracuje s minimálními spínacími ztrátami.

Proto se tento režim stává velmi doporučovaným pro obvody flyback specifikované pro vyšší výstupní napětí s relativně nižšími ampérovými požadavky.

Ačkoliv je možné navrhnout flyback měnič tak, aby pracoval s režimy DCM i CCM, je třeba mít na paměti jednu věc, že při přechodu z režimu DCM do režimu CCM se tato přepínací funkce mění na dvoupólový provoz, což dává vzniknout nízké impedanci měniče.

V této situaci je nezbytné začlenit další konstrukční strategie, včetně různých smyček (zpětných vazeb) a kompenzace sklonu s ohledem na systém vnitřní proudové smyčky. Prakticky to znamená, že se musíme ujistit, že měnič je primárně navržen pro režim CCM, a přesto je schopen pracovat s režimem DCM, když se na výstupu používají lehčí zátěže.

Může být zajímavé vědět, že použitím pokročilých modelů transformátorů může být možné vylepšit měnič CCM prostřednictvím čistší a lehčí regulace zátěže, jakož i vysoké křížové regulace v širokém rozsahu zátěže prostřednictvím transformátoru se stupňovitou mezerou.

V takových případech se malá mezera v jádře vynucuje vložením vnějšího prvku, jako je izolační páska nebo papír, aby se zpočátku vyvolala vysoká indukčnost a také umožnil provoz CCM s lehčími zátěžemi. O tom se podrobněji zmíníme někdy v dalších článcích.

Při tak všestranných vlastnostech režimu DCM není divu, že se tento režim stává oblíbenou volbou, kdykoli je třeba navrhnout bezproblémový, účinný a nízkopříkonový SMPS.

V následujícím textu se dozvíme návod krok za krokem, jak navrhnout flyback měnič v režimu DCM.

Rovnice pro návrh DCM flybacku a požadavky na postupné rozhodování

Krok#1:
Ohodnoťte a odhadněte své požadavky na návrh. Každý návrh SMPS musí začít posouzením a stanovením specifikací systému. Budete muset definovat a přidělit následující parametry:

Víme, že parametr účinnosti je klíčový, o kterém je třeba rozhodnout jako první, nejjednodušší je stanovit cíl kolem 75 až 80 %, a to i v případě, že váš návrh je nízkonákladový. Spínací frekvence označovaná jako

Fsw musí být obecně kompromisem při dosažení co nejlepšího poměru velikosti transformátoru a ztrát vzniklých v důsledku spínání a EMI. Z čehož vyplývá, že může být nutné rozhodnout se pro spínací frekvenci alespoň pod 150 kHz. Obvykle ji lze zvolit v rozmezí 50 kHz až 100 kHz.

Dále, v případě, že je třeba do návrhu zahrnout více než jeden výstup, bude třeba nastavit maximální hodnotu výkonu Pout jako kombinovanou hodnotu obou výstupů.

Možná vás bude zajímat, že až do nedávné doby měly nejoblíbenější konvenční konstrukce SMPS mosfet a PWM spínací regulátor jako dva různé izolované stupně, integrované dohromady na desce plošných spojů, ale v současné době se v moderních SMPS jednotkách tyto dva stupně nacházejí zabudované v jednom pouzdře a vyrábějí se jako jednotlivé integrované obvody.

Hlavními parametry, které se obvykle zvažují při návrhu flyback měniče SMPS, jsou 1) specifikace aplikace nebo zátěže, 2) náklady 3) pohotovostní výkon a 4) další ochranné funkce.

Při použití vestavěných integrovaných obvodů je obvykle vše mnohem jednodušší, protože pro návrh optimálního flyback měniče je třeba vypočítat pouze transformátor a několik externích pasivních součástek.

Přejděme k podrobnostem týkajícím se příslušných výpočtů pro návrh flaback SMPS.

Výpočet vstupního kondenzátoru Cin a rozsah vstupního stejnosměrného napětí

V závislosti na vstupním napětí a výkonových specifikacích se lze z následujících vysvětlivek dozvědět standardní pravidlo pro volbu Cin, který se také označuje jako kondenzátor stejnosměrného meziobvodu:

Pro zajištění širokého provozního rozsahu lze pro kondenzátor DC link zvolit hodnotu 2uF na watt nebo vyšší, což vám umožní mít dobrý rozsah kvality této součástky.

Dále může být zapotřebí určit minimální vstupní stejnosměrné napětí, které lze získat řešením:

Kde se vybíjení stává pracovním poměrem kondenzátoru stejnosměrného meziobvodu, který může být zhruba kolem 0,2

Na obrázku výše si můžeme představit napětí kondenzátoru stejnosměrného meziobvodu. Jak je znázorněno, vstupní napětí vzniká při maximálním výstupním výkonu a minimálním vstupním střídavém napětí, zatímco maximální vstupní stejnosměrné napětí vzniká při minimálním vstupním výkonu (nepřítomnost zátěže) a při maximálním vstupním střídavém napětí.

Při stavu bez zátěže jsme schopni pozorovat maximální stejnosměrné vstupní napětí, během kterého se kondenzátor nabíjí na špičkové úrovni vstupního střídavého napětí, a tyto hodnoty lze vyjádřit pomocí následující rovnice:

Krok3:

Vyhodnocení indukovaného napětí Flyback VR a maximálního napěťového napětí na MOSFET VDS. Napětí indukované Flybackem VR lze chápat jako napětí indukované na primární straně transformátoru, když je mosfet Q1 ve vypnutém stavu.

Výše uvedená funkce zase ovlivňuje maximální jmenovitou hodnotu VDS mosfetu, kterou lze potvrdit a určit řešením následující rovnice:

Kde Vspike je napěťová špička generovaná v důsledku svodové indukčnosti transformátoru.

Pro začátek lze vzít 30% Vspike z VDSmax.

Následující seznam nám říká, jak velké odražené napětí nebo indukované napětí lze doporučit pro MOSFET se jmenovitým napětím 650V až 800V a s počáteční mezní hodnotou VR nižší než 100V pro očekávaný rozsáhlý rozsah vstupního napětí.

Výběr správné VR může být výhodnou volbou mezi úrovní napětí na sekundárním usměrňovači a specifikacemi mosfetu na primární straně.

Pokud by byl VR zvolen velmi vysoký prostřednictvím zvýšeného poměru závitů, dal by vzniknout většímu VDSmax, ale nižší úrovni napěťového napětí na diodě sekundární strany.

A pokud by byl VR zvolen příliš malý prostřednictvím menšího poměru závitů, způsobil by menší VDSmax, ale vedl by ke zvýšení úrovně napětí na sekundární diodě.

Větší VDSmax na primární straně by zajistilo nejen nižší úroveň napětí na diodě sekundární strany a snížení primárního proudu, ale také umožní realizovat nákladově efektivní návrh.

Zpětný chod s režimem DCM

Jak vypočítat Dmax v závislosti na Vreflected a Vinmin

Maximální pracovní cyklus lze očekávat v případech VDCmin. Pro tuto situaci můžeme navrhnout transformátor podél prahových hodnot DCM a CCM. V tomto případě by mohl být pracovní cyklus prezentován jako:

Krok4:

Jak vypočítat proud primární indukčnosti

V tomto kroku vypočítáme primární indukčnost a primární špičkový proud.

Pro identifikaci primárního špičkového proudu lze použít následující vzorce:

Po dosažení výše uvedeného můžeme pokračovat a vypočítat primární indukčnost pomocí následujícího vzorce, v mezích maximálního pracovního cyklu.

Je třeba dbát na to, aby flyback nepřešel do režimu CCM v důsledku jakékoliv formy podmínek nadměrného zatížení, a proto je třeba při výpočtu Poutmax v rovnici#5 zohlednit specifikaci maximálního výkonu. Zmíněný stav může nastat také v případě, že indukčnost je zvýšena nad hodnotu Lprimax, proto si na ně dejte pozor.

Krok5:

Jak vybrat optimální třídu a velikost jádra:

Pokud navrhujete flyback poprvé, může to při výběru správné specifikace a struktury jádra vypadat docela děsivě. Protože to může zahrnovat značné množství faktorů a proměnných, které je třeba zvážit. Několik z nich, které mohou být rozhodující, je geometrie jádra (např. jádro EE/jádro RM/jádro PQ atd.), rozměry jádra (např. EE19, RM8 PQ20 atd.) a materiál jádra (např. 3,5 mm).C96. TP4, 3F3 atd.).

Pokud si nevíte rady, jak postupovat s výše uvedenými specifikacemi, účinným způsobem, jak tomuto problému čelit, může být odkaz na standardní příručku pro výběr jádra od výrobce jádra, nebo si také můžete vzít na pomoc následující tabulku, která vám zhruba uvádí standardní rozměry jádra při návrhu 65kHz DCM flybacku s ohledem na výstupní výkon.

Jakmile jste hotovi s výběrem velikosti jádra, je čas vybrat správnou cívku, kterou lze pořídit podle datasheetu jádra. Další vlastnosti cívky, jako je počet vývodů, montáž na desku plošných spojů nebo SMD, horizontální nebo vertikální umístění, to vše může být také třeba zvážit jako preferované provedení

Materiál jádra je také rozhodující a musí být vybrán na základě frekvence, hustoty magnetického toku a ztrát v jádře.

Pro začátek můžete zkusit varianty s názvem 3F3, 3C96 nebo TP4A, nezapomeňte, že názvy dostupného materiálu jádra se mohou u stejných typů lišit v závislosti na konkrétní výrobě.

Jak vypočítat minimální primární závity nebo vinutí

Kde výraz Bmax označuje maximální provozní hustotu toku, Lpri vypovídá o primární indukčnosti, Ipri se stává primárním špičkovým proudem, zatímco Ae identifikuje plochu průřezu zvoleného typu jádra.

Je třeba mít na paměti, že Bmax by nikdy neměla překročit saturační hustotu toku (Bsat), která je uvedena v katalogovém listu materiálu jádra. U feritových jader se můžete setkat s mírnými odchylkami Bsat v závislosti na specifikacích, jako je typ materiálu a teplota; většina z nich však bude mít hodnotu blízkou 400 mT.

Pokud nenajdete žádné podrobné referenční údaje, můžete použít Bmax 300mT. Ačkoli volba vyššího Bmax může pomoci k tomu, že se sníží počet primárních závitů a sníží se vodivost, mohou se výrazně zvýšit ztráty v jádře. Pokuste se optimalizovat mezi hodnotami těchto parametrů tak, aby se ztráty v jádře i ztráty v mědi udržely v přijatelných mezích.

Krok 6:

Jak vypočítat počet závitů pro hlavní sekundární výstup (Ns) a různé pomocné výstupy (Naux)

Pro určení počtu sekundárních závitů musíme nejprve zjistit poměr závitů (n), který lze vypočítat podle následujícího vzorce:

Kde Np je primární počet závitů a Ns je sekundární počet závitů, Vout značí výstupní napětí a VD nám říká, jaký je úbytek napětí na sekundární diodě.

Pro výpočet počtu závitů pro pomocné výstupy pro požadovanou hodnotu Vcc lze použít následující vzorec:

Pomocné vinutí se stává klíčovým u všech flyback měničů pro napájení počátečního rozběhového napájení řídicího IC. Toto napájení VCC se obvykle používá pro napájení spínacího IC na primární straně a mohlo by být stanoveno podle hodnoty uvedené v datasheetu IC. Pokud výpočet poskytne neceločíselnou hodnotu, jednoduše ji zaokrouhlete pomocí horní celočíselné hodnoty těsně nad tímto neceločíselným číslem.

Jak vypočítat velikost vodičů pro vybrané výstupní vinutí

Pro správný výpočet velikosti vodičů pro několik vinutí musíme nejprve zjistit specifikaci efektivního proudu pro jednotlivá vinutí.

To lze provést pomocí následujících vzorců:

Jako výchozí bod pro určení průřezu vodiče lze využít proudovou hustotu 150 až 400 kruhových mil na ampér. V následující tabulce je uveden odkaz pro výběr vhodného průřezu drátu pomocí 200M/A, podle efektivní hodnoty proudu. Uvádí také průměr vodiče a základní izolaci pro různý průřez supersmaltovaných měděných vodičů.

Krok8:

Zvážení konstrukce transformátoru a Iterace návrhu vinutí

Po dokončení stanovení výše diskutovaných parametrů transformátoru se stává rozhodujícím vyhodnocení, jak se vejde rozměr drátu a počet závitů do vypočtené velikosti jádra transformátoru a do určené cívky. Aby to bylo optimální, může být zapotřebí několik iterací nebo experimentů pro optimalizaci specifikace jádra s ohledem na rozměr drátu a počet závitů.

Následující obrázek udává plochu vinutí pro dané jádro EE. S odkazem na vypočtenou tloušťku drátu a počet závitů pro jednotlivé vinutí může být možné přibližně odhadnout, zda se vinutí vejde do dostupné plochy vinutí (w a h), nebo ne. Pokud se vinutí nevejde, pak jeden z parametrů z počtu závitů, tloušťky drátu nebo velikosti jádra nebo více než 1 parametr může vyžadovat určité doladění, dokud se vinutí optimálně nevejde.

Rozložení vinutí je rozhodující, protože na něm významně závisí pracovní výkon a spolehlivost transformátoru. Doporučuje se použít sendvičové uspořádání nebo strukturu vinutí, aby se omezil únik indukčnosti, jak je uvedeno na obr. 5.

Aby konstrukce vyhovovala a splňovala mezinárodní bezpečnostní předpisy, musí mít dostatečný rozsah izolace v primární a sekundární vrstvě vinutí. To lze zajistit použitím struktury s okrajovým vinutím nebo použitím sekundárního vodiče s trojitou izolací, jak je znázorněno na následujícím příslušném obrázku

Použití trojité izolace vodiče pro sekundární vinutí se stává jednodušší možností pro rychlé potvrzení mezinárodních bezpečnostních předpisů týkajících se konstrukcí flyback SMPS. Takto zesílené dráty však mohou mít ve srovnání s běžnou variantou o něco větší tloušťku, což nutí vinutí zabírat více místa, a mohou vyžadovat další úsilí pro umístění do zvolené cívky.

Krok 9

Jak navrhnout primární svorkový obvod

Ve spínací sekvenci, pro vypínací periody mosfetu, je přes drain/source mosfetu vystaven vysokému napěťovému rázu v podobě svodové indukčnosti, což může mít za následek lavinový průraz, který nakonec mosfet poškodí.

Aby se tomu zabránilo, obvykle se přes primární vinutí konfiguruje svorkový obvod, který okamžitě omezí generovanou špičku na nějakou bezpečnou nižší hodnotu.

Najdete několik konstrukcí svorkových obvodů, které lze za tímto účelem začlenit, jak je znázorněno na následujícím obrázku.

Jedná se konkrétně o svorku RCD a svorku Diode/Zener, přičemž druhá možnost je mnohem jednodušší na konfiguraci a realizaci než první. V tomto svorkovém obvodu používáme kombinaci usměrňovací diody a vysokonapěťové Zenerovy diody, například TVS (transient voltage suppressor), pro sevření přepěťové špičky.

Úkolem Zenerovy diody je účinně ořezat nebo omezit napěťovou špičku, dokud není svodové napětí zcela odstíněno přes Zenerovu diodu. Výhodou Zenerovy diodové svorky je, že obvod se aktivuje a sevře pouze tehdy, když kombinovaná hodnota VR a Vspike překročí průraznou specifikaci Zenerovy diody, a naopak, dokud je špička pod průraznou nebo bezpečnou úrovní Zenerovy diody, nemusí se svorka vůbec spustit, což neumožňuje zbytečný rozptyl energie.

Jak zvolit svorkovou diodu/Zenerovu jmenovitou hodnotu

Měla by být vždy dvojnásobkem hodnoty odraženého napětí VR nebo předpokládaného špičkového napětí.
Usměrňovací dioda by měla být s velmi rychlou rekuperací nebo schottkyho typem diody, která má jmenovitou hodnotu vyšší než maximální napětí stejnosměrného spoje.

Alternativní možnost svorky typu RCD má nevýhodu zpomalení dv/dt MOSFETu. Zde se stává rozhodujícím parametr odporu rezistoru při omezení napěťové špičky. Pokud by se zvolila nízká hodnota Rclamp, zlepšila by se ochrana proti špičkám, ale mohlo by dojít ke zvýšení rozptylu a plýtvání energií. Naopak, pokud by byla zvolena vyšší hodnota Rclamp, pomohlo by to minimalizovat rozptyl, ale nemuselo by to být tak účinné při potlačování špiček.

Vzhledem k výše uvedenému obrázku by se pro zajištění VR = Vspike mohl použít následující vzorec

Kde Lleak značí indukčnost transformátoru a mohl by být zjištěn provedením zkratu přes sekundární vinutí, případně by mohla být dosazena hodnota podle pravidla, a to dosazením 2 až 4 % hodnoty primární indukčnosti.

V tomto případě by měl být kondenzátor Cclamp značně velký, aby potlačil nárůst napětí během doby absorpce unikající energie.

Hodnotu Cclamp lze zvolit v rozmezí 100pF až 4,7nF, energie uložená v tomto kondenzátoru se bude během každého spínacího cyklu rychle vybíjet a obnovovat pomocí Rclamp.

Krok10

Jak vybrat výstupní usměrňovací diodu

To lze vypočítat podle výše uvedeného vzorce.

Ujistěte se, že jste zvolili takové specifikace, aby maximální zpětné napětí nebo VRRM diody nebylo menší než 30 % než VRVdioda, a také zajistěte, aby specifikace IF nebo lavinového přímého proudu byla minimálně o 50 % větší než IsecRMS. Přednostně zvolte schottkyho diodu, abyste minimalizovali ztráty při vedení.

U obvodu DCM může být špičkový proud Flyback vysoký, proto zkuste zvolit diodu s nižším dopředným napětím a relativně vyšší proudovou specifikací s ohledem na požadovanou úroveň účinnosti.

Krok11

Jak vybrat hodnotu výstupního kondenzátoru

Výběr správně vypočteného výstupního kondenzátoru při návrhu flybacku může být nesmírně důležitý, protože v topologii flybacku není mezi diodou a kondenzátorem k dispozici uložená indukční energie, což znamená, že hodnotu kondenzátoru je třeba vypočítat s ohledem na 3 důležitá kritéria:

1) Kapacita
2) ESR
3) Efektivní proud

Minimální možná hodnota by mohla být identifikována v závislosti na funkci maximálního přijatelného špičkového výstupního zvlnění a může být identifikována pomocí následujícího vzorce:

Kde Ncp značí počet hodinových impulzů na primární straně, které vyžaduje řídicí zpětná vazba pro řízení střídy ze stanovených maximálních a minimálních hodnot. To může obvykle vyžadovat přibližně 10 až 20 spínacích cyklů.
Iout označuje maximální výstupní proud (Iout = Poutmax / Vout).

K určení maximální efektivní hodnoty výstupního kondenzátoru použijte následující vzorec:

Pro zadanou vysokou spínací frekvenci flybacku bude maximální špičkový proud ze sekundární strany transformátoru generovat odpovídající vysoké zvlnění napětí, uložené přes ekvivalentní ESR výstupního kondenzátoru. Vzhledem k tomu je třeba zajistit, aby jmenovité ESRmax kondenzátoru nepřekročilo stanovenou přípustnou proudovou schopnost zvlnění kondenzátoru.

Konečný návrh může zásadně obsahovat požadované jmenovité napětí a proudovou schopnost zvlnění kondenzátoru na základě skutečného poměru zvoleného výstupního napětí a proudu flybacku.

Ujistěte se, že hodnota ESR je určena z datasheetu na základě frekvence vyšší než 1kHz, což lze obvykle předpokládat v rozmezí 10kHz až 100kHz.

Bylo by zajímavé poznamenat, že osamocený kondenzátor s nízkou specifikací ESR může být dostatečný pro kontrolu výstupního zvlnění. Pro vyšší špičkové proudy můžete zkusit zařadit malý LC filtr, zejména pokud je flyback navržen pro práci v režimu DCM, což by mohlo zaručit poměrně dobrou regulaci zvlnění napětí na výstupu.

Krok12

Další důležité úvahy:

A) Jak zvolit jmenovité napětí a proud, pro primární stranu můstkového usměrňovače.

To lze provést pomocí výše uvedené rovnice.

V tomto vzorci PF znamená účiník zdroje, můžeme použít 0,5 v případě, že se správná reference stane nedostupnou. Pro můstkový usměrňovač zvolte diody nebo modul, který má dopředný výkon 2krát větší než IACRMS. Pro jmenovité napětí lze zvolit 600 V pro specifikaci maximálního vstupního napětí 400 V AC.

B) Jak zvolit rezistor proudového snímače (Rsense):

Můžeme jej vypočítat podle následující rovnice. Snímací odpor Rsense je začleněn pro interpretaci maximálního výkonu na výstupu flybacku. Hodnotu Vcsth lze určit odkazem na katalogový list řídicího IC, Ip(max) znamená primární proud.

C) Volba VCC kondenzátoru:

Optimální hodnota kapacity je rozhodující pro to, aby vstupní kondenzátor vykreslil správnou dobu rozběhu. Obvykle jakákoli hodnota v rozmezí 22uF až 47uF plní svou funkci dobře. Pokud je však zvolena mnohem nižší, mohlo by to mít za následek spuštění „podpěťového blokování“ na řídicím obvodu IC, než se měničem stihne vyvinout Vcc. Naopak větší hodnota kapacity by mohla vést k nežádoucímu zpoždění doby náběhu měniče.

Dále se ujistěte, že tento kondenzátor je co nejkvalitnější, má velmi dobré specifikace ESR a zvlnění proudu, shodné se specifikacemi výstupního kondenzátoru. Důrazně se doporučuje připojit další kondenzátor menší hodnoty v řádu 100 nF, paralelně k výše diskutovanému kondenzátoru a co nejblíže k vývodům Vcc/zem řídicího obvodu.

D) Konfigurace smyčky zpětné vazby:

Kompenzace smyčky zpětné vazby se stává důležitou pro zastavení vzniku oscilací. Konfigurace kompenzace smyčky může být u režimu DCM flyback jednodušší než u CCM, protože ve výkonovém stupni chybí „pravá polorovina nuly“ a není tedy vyžadována žádná kompenzace.

Jak naznačuje výše uvedený obrázek, jednoduchý RC (Rcomp, Ccomp) většinou stačí k udržení dobré stability v celé smyčce. Obecně lze hodnotu Rcomp zvolit libovolně mezi 1K a 20K, zatímco Ccomp může být v rozmezí 100nF a 470pF.

.