Hvordan man designer en Flyback-konverter – Omfattende vejledning

En Flyback-konfiguration er den foretrukne topologi i SMPS-applikationsdesigns, hovedsagelig fordi den garanterer fuldstændig isolation af udgangs-DC fra indgangsnetets AC-strøm. Andre egenskaber omfatter lave fremstillingsomkostninger, enklere design og ukompliceret implementering. Den lavstrøms DCM-version af flyback-konvertere, som omfatter udgangsspecifikation lavere end 50 watt, er mere udbredt end de større højstrømsmodeller.

Lad os lære detaljerne med en omfattende forklaring gennem de følgende afsnit:

Udførlig designvejledning for off-line fastfrekvens DCM Flyback-konverter med fast frekvens

Flyback-operationsmåder: DCM og CCM

Nedenfor ser vi det grundlæggende skematiske design af en flyback-konverter. De vigtigste dele i dette design er transformeren, switching power mosfet Q1 på primærsiden, broligteren på sekundærsiden D1, en filterkondensator til udjævning af output fra D1 og et PWM-controllertrin, som kan være et IC-styret kredsløb.

Denne type flyback-konstruktion kan have en CCM (kontinuerlig ledningstilstand) eller DCM (diskontinuerlig ledningstilstand) drift baseret på, hvordan effektmOSFET T1 er konfigureret.

Grundlæggende har vi i DCM-tilstand hele den elektriske energi, der er lagret i transformatorens primærdel, overført over sekundærsiden, hver gang MOSFET’en slukkes i løbet af sine koblingscyklusser (også kaldet flyback-perioden), hvilket fører til, at strømmen på primærsiden når et nulpotentiale, før T1 er i stand til at slå til igen i sin næste koblingscyklus.

I CCM-tilstand får den elektriske energi, der er lagret i primærsiden, ikke mulighed for at blive overført eller induceret fuldt ud over sekundærsiden.

Dette skyldes, at hver af de efterfølgende koblingsimpulser fra PWM-controlleren tænder T1, før transformeren har overført sin fulde lagrede energi til belastningen. Dette indebærer, at flybackstrømmen (ILPK og ISEC) aldrig får lov til at nå nulpotentialet i løbet af hver af koblingscyklusserne.

Vi kan bevidne forskellen mellem de to driftsformer i det følgende diagram ved hjælp af strømkurveformmønstrene over transformatorens primære og sekundære del.

Både DCM- og CCM-tilstande har deres specifikke fordele, som kan aflæses af følgende tabel:

I forhold til CCM kræver DCM-tilstandskredsløbet større niveauer af spidsstrøm for at sikre optimal effekt på tværs af transformatorens sekundærside. Dette kræver til gengæld, at primærsiden skal være normeret til en højere RMS-strøm, hvilket betyder, at MOSFET’en skal være normeret til det angivne højere område.

I tilfælde, hvor designet skal bygges med et begrænset område af indgangsstrøm og komponenter, vælges normalt en fyback i CCM-tilstand, hvilket gør det muligt for designet at anvende en relativt mindre filterkondensator og lavere ledningstab på MOSFET’en og transformeren).

CCM bliver gunstig for forhold, hvor indgangsspændingen er lavere, mens strømmen er højere ( over 6 ampere), konstruktioner, som kan være normeret til at arbejde med over 50 watt effekt, undtagen for udgange ved 5V, hvor wattspecifikationen kan være lavere end 50 watt.

Billedet ovenfor angiver strømresponsen på primærsiden af flyback-tilstandene og det tilsvarende forhold mellem deres trekantede og trapezformede bølgeformer.

IA på den trekantede bølgeform angiver det minimale initialiseringspunkt, der kan ses som nul, i begyndelsen af MOSFET’ens tændingstidspunkt, og også et højere spidsstrømsniveau vedvarende i transformatorens primære vikling på det tidspunkt, indtil MOSFET’en tændes igen, under CCM-driftstilstanden.

IB kan opfattes som slutpunktet for strømstørrelsen, mens mosfetkontakten er tændt (Ton-interval).

Den normaliserede strømværdi IRMS kan ses som en funktion af K-faktoren (IA/IB) over Y-aksen.

Dette kan anvendes som multiplikator, når der skal beregnes resistive tab for et assorteret antal bølgeformer med henvisning til en trapezbølgeform, der har en flad øvre bølgeform.

Dette viser også de ekstra uundgåelige jævnstrømsledningstab fra transformatorviklingen og transistorerne eller dioderne som en funktion af den aktuelle bølgeform. Ved at udnytte disse råd vil designeren kunne forhindre så godt som 10 til 15 % ledningstab med et sådant velberegnet konverterdesign.

Den omstændighed, at ovenstående kriterier tages i betragtning, kan blive af afgørende betydning for applikationer, der er designet til at håndtere høje RMS-strømme og kræver en optimal effektivitet som de vigtigste egenskaber.

Det kan være muligt at eliminere de ekstra kobbertab, selv om det kan kræve en formidabel kernestørrelse for at kunne rumme det nødvendige større viklingsvindueareal, i modsætning til situationer, hvor kun kernespecifikationerne bliver afgørende.

Som vi har forstået hidtil, giver en DCM-driftsform mulighed for at anvende en transformer af mindre størrelse, har større transient respons og fungerer med minimale koblingstab.

Dermed bliver denne tilstand stærkt anbefalet til flyback-kredsløb, der er specificeret til højere udgangsspændinger med relativt lavere amperekrav.

Selv om det kan være muligt at designe en flyback-konverter til at arbejde med såvel DCM- som CCM-tilstand, skal man huske på én ting, nemlig at ved overgangen fra DCM- til CCM-tilstand omdannes denne skiftefunktion til en 2-polet drift, hvilket giver anledning til lav impedans for konverteren.

Denne situation gør det nødvendigt at indarbejde yderligere konstruktionsstrategier, herunder forskellige loop (feedback) og hældningskompensation med hensyn til det indre strømsløjfesystem. Rent praktisk indebærer dette, at vi skal sørge for, at omformeren primært er designet til en CCM-tilstand, men alligevel kan fungere med DCM-tilstand, når der anvendes lettere belastninger ved udgangen.

Det kan være interessant at vide, at det ved hjælp af avancerede transformatormodeller kan blive muligt at forbedre en CCM-omformer gennem renere og lettere belastningsregulering samt høj krydsregulering over et bredt belastningsområde gennem en stepped-gap-transformer.

I sådanne tilfælde påtvinges en lille kerneafstand ved at indsætte et eksternt element som f.eks. et isolationsbånd eller papir for at inducere en høj induktans i begyndelsen og også muliggøre CCM-drift med lettere belastninger. Vi vil diskutere dette udførligt en anden gang i mine efterfølgende artikler.

Med sådanne alsidige DCM-modeegenskaber er det ikke overraskende, at dette bliver det populære valg, når der skal designes en problemfri, effektiv og lav effekt SMPS.

I det følgende vil vi lære de trinvise instruktioner om, hvordan man designer en DCM mode flyback konverter.

DCM Flyback Design Equations and Sequential Decision Requirements

Step#1:
Vurder og estimer dine designkrav. Ethvert SMPS-design skal begynde med at vurdere og bestemme systemspecifikationerne. Du skal definere og tildele følgende parametre:

Vi ved, at effektivitetsparameteren er den afgørende, der skal besluttes først, og den nemmeste måde er at gå til værks på er at sætte et mål på omkring 75 % til 80 %, selv hvis dit design er et lavprisdesign. Skiftefrekvensen betegnet som

Fsw skal generelt gå på kompromis, mens man får det bedste ud af transformatorstørrelse og tab, der opstår på grund af skift, og EMI. Det betyder, at man kan være nødt til at vælge en koblingsfrekvens på mindst under 150kHz. Typisk kan denne vælges mellem et interval på 50kHz og 100kHz.

Herudover skal den maksimale effektværdi Pout justeres som den kombinerede værdi af de to udgange, hvis der skal medtages mere end én udgang i designet.

Det kan være interessant at vide, at indtil for nylig havde de mest populære konventionelle SMPS-designs mosfet og PWM-koblingscontroller som to forskellige isolerede trin, der var integreret sammen over et PCB-layout, men i dag kan man i moderne SMPS-enheder finde disse to trin indlejret i én pakke og fremstillet som enkelte IC’er.

De parametre, der typisk tages i betragtning ved udformningen af en flyback SMPS-konverter, er 1) applikationen eller belastningsspecifikationerne, 2) omkostningerne 3) standbyeffekten og 4) yderligere beskyttelsesfunktioner.

Når der anvendes indlejrede IC’er, bliver tingene normalt meget lettere, da det kun kræver, at transformeren og nogle få eksterne passive komponenter skal beregnes for at udforme en optimal flyback-konverter.

Lad os komme ind i detaljerne vedrørende de involverede beregninger for at designe en flaback SMPS.

Beregning af indgangskondensatoren Cin og indgangs DC-spændingsområdet

Afhængigt af indgangsspændings- og effektspecifikationerne kan standardreglen for valg af Cin, der også kaldes en DC-link-kondensator, udledes af følgende forklaringer:

For at sikre et bredt driftsområde kan der vælges en værdi på 2uF pr. watt eller højere til en DC-link-kondensator, hvilket giver dig mulighed for at få et godt kvalitetsområde for denne komponent.

Næst kan det være nødvendigt at bestemme den minimale DC-indgangsspænding, som kan opnås ved at løse:

Hvor udladningen bliver til DC link kondensatorens duty ratio, som kan ligge omkring 0,2

I ovenstående figur kan vi visualisere DC link kondensatorspændingen. Som det fremgår, opstår indgangsspændingen ved maksimal udgangseffekt og minimal indgangsvekselspænding, mens den maksimale jævnstrømsindgangsspænding opstår ved minimal indgangseffekt (fravær af belastning) og ved maksimal indgangsvekselspænding.

Under ingen belastning er vi i stand til at se en maksimal DC-indgangsspænding, hvor kondensatoren oplades på det maksimale niveau af AC-indgangsspændingen, og disse værdier kan udtrykkes med følgende ligning:

Step3:

Evaluering af den Flyback-inducerede spænding VR og den maksimale spændingspres på MOSFET’en VDS. Den Flyback-inducerede spænding VR kan forstås som den spænding, der induceres over transformatorens primærside, når mosfet Q1 er i slukket tilstand.

Overstående funktion påvirker igen mosfetens maksimale VDS-værdi, som kan bekræftes og identificeres ved at løse følgende ligning:

Hvor Vspike er den spændingsspids, der genereres på grund af transformerens lækageinduktans.

Til at begynde med kan der tages en Vspike på 30 % ud af VDSmax.

Den følgende liste fortæller os, hvor meget reflekteret spænding eller induceret spænding der kan anbefales for en 650V til 800V mærket MOSFET, og som har en indledende grænseværdi VR lavere end 100V for et forventet stort indgangsspændingsområde.

At vælge den rigtige VR kan være en handel mellem niveauet af spændingspres over den sekundære ensretter og specifikationerne for mosfet på primærsiden.

Hvis VR vælges meget højt gennem et øget omdrejningsforhold, vil det give anledning til en større VDSmax, men et lavere spændingsstressniveau på sekundærsidens diode.

Og hvis VR vælges for lille gennem et mindre omdrejningsforhold, vil det medføre, at VDSmax bliver mindre, men det vil resultere i en stigning i spændingsniveauet på den sekundære diode.

En større VDSmax på primærsiden vil ikke blot sikre et lavere stressniveau på dioden på sekundærsiden og en reduktion i primærstrømmen, men vil også gøre det muligt at gennemføre et omkostningseffektivt design.

Flyback med DCM-tilstand

Hvordan beregnes Dmax afhængigt af Vreflected og Vinmin

En maksimal duty cycle kan forventes ved forekomster af VDCmin. I denne situation kan vi designe transformeren langs tærskelværdierne for DCM og CCM. I dette tilfælde kan duty cycle præsenteres som:

Stræk 4:

Sådan beregnes primær induktansstrøm

I dette trin beregner vi primær induktans og primær spidsstrøm.

De følgende formler kan bruges til at identificere primær spidsstrøm:

Når ovenstående er opnået, kan vi gå videre og beregne den primære induktans ved hjælp af følgende formel inden for grænserne for den maksimale duty cycle.

Der skal tages hensyn til flyback, den må ikke gå i CCM-tilstand på grund af nogen form for overbelastningsforhold, og til dette skal der tages hensyn til maksimal effektspecifikation, mens Poutmax beregnes i ligning nr. 5. Den nævnte tilstand kan også opstå i tilfælde af, at induktansen øges over Lprimax-værdien, så læg mærke til disse.

Stræk5:

Hvordan man vælger optimal kernekvalitet og -størrelse:

Det kan se ret intimiderende ud, mens man vælger den rigtige kernespecifikation og struktur, hvis man designer en flyback for første gang. Da dette kan indebære et betydeligt antal faktorer og variabler, der skal tages i betragtning. Nogle få af disse, der kan være afgørende, er kernegeometrien (f.eks. EE-kerne/RM-kerne/PQ-kerne osv.), kernedimensionen (f.eks. EE19, RM8 PQ20 osv.) og kernematerialet (f.eks.3C96. TP4, 3F3 osv.).

Hvis du ikke ved, hvordan du skal gå videre med ovenstående specifikationer, kan en effektiv måde at imødegå dette problem på være at henvise til en standard kerneudvælgelsesvejledning fra kerneproducenten, eller du kan også tage hjælp til følgende tabel, som groft sagt giver dig standardkernedimensionerne, mens du designer en 65kHz DCM flyback, med henvisning til udgangseffekten.

Når du er færdig med valget af kernestørrelse, er det tid til at vælge den korrekte spole, som kan erhverves i henhold til kernedatabladet. Yderligere egenskaber ved spolen såsom antal pins, PCB-montering eller SMD, horisontal eller vertikal placering alle disse kan også være nødvendige at overveje som det foretrukne design

Kerne materialet er også afgørende og skal vælges baseret på frekvens, magnetisk flux tæthed og kerne tab.

Til at begynde med kan du prøve varianter med navnet 3F3, 3C96 eller TP4A, men husk, at navnene på de tilgængelige kernematerialer kan være forskellige for identiske typer afhængigt af den pågældende fremstilling.

Sådan beregner du minimale primære vindinger eller vikling

Hvor udtrykket Bmax betegner den maksimale fluxtæthed i drift, Lpri fortæller dig om den primære induktans, Ipri bliver den primære spidsstrøm, mens Ae identificerer tværsnitsarealet for den valgte kernetype.

Det skal huskes, at Bmax aldrig må overstige den mættende fluxtæthed (Bsat), som er angivet i databladet for kernematerialet. Du kan finde små variationer i Bsat for ferritkerner afhængigt af specifikationer såsom materialetype og temperatur; flertallet af disse vil dog have en værdi nær 400mT.

Hvis du ikke finder detaljerede referencedata, kan du gå med en Bmax på 300mT. Selv om valg af højere Bmax kan bidrage til at få reduceret antallet af primære vindinger og lavere ledningsevne, kan kernetabet stige betydeligt. Prøv at optimere mellem værdierne for disse parametre, således at kernetab og kobbertab begge holdes inden for acceptable grænser.

Strin 6:

Sådan beregnes antallet af vindinger for den sekundære hovedudgang (Ns) og de diverse hjælpeudgange (Naux)

For at bestemme de sekundære vindinger skal vi først finde vindingsforholdet (n), som kan beregnes ved hjælp af følgende formel:

Hvor Np er de primære vindinger, og Ns er det sekundære antal vindinger, Vout betegner udgangsspændingen, og VD fortæller os om spændingsfaldet over den sekundære diode.

Til beregning af vindinger til hjælpeudgangene for en ønsket Vcc-værdi kan følgende formel anvendes:

En hjælpevikling bliver afgørende i alle flyback-konvertere til at levere den indledende startforsyning til kontrol-IC’en. Denne forsyning VCC bruges normalt til at forsyne switching-IC’et på primærsiden og kan fastsættes som den værdi, der er angivet i IC’ets datablad. Hvis beregningen giver en ikke-talt værdi, skal du blot afrunde den ved at bruge den øverste hele værdi lige over dette ikke-talt tal.

Sådan beregner du ledningsstørrelsen for den valgte udgangsvinding

For at kunne beregne ledningsstørrelserne for de forskellige viklinger korrekt, skal vi først finde ud af RMS-strømspecifikationen for den enkelte vikling.

Det kan gøres med følgende formler:

Som udgangspunkt kan en strømtæthed på 150 til 400 cirkulære mil pr. ampere, bruges til at bestemme trådtykkelsen. Følgende tabel viser referencen for valg af den passende trådmåling ved hjælp af 200 M/A, i henhold til RMS-strømværdien. Den viser også tråddiameteren og den grundlæggende isolering for et udvalg af superemaljerede kobberledninger.

Step8:

Tænk på transformerens konstruktion og Winding design Iteration

Når du er færdig med at bestemme de ovenfor diskuterede transformerparametre, bliver det afgørende at vurdere, hvordan tråddimensionen og antallet af vindinger passer inden for den beregnede transformatorkernestørrelse og den angivne spole. For at få dette optimalt kan der være behov for flere gentagelser eller eksperimenter for at optimere kernespecifikationen med henvisning til trådmålet og antallet af vindinger.

Den følgende figur angiver viklingsarealet for en given EE-kerne. Med henvisning til den beregnede trådtykkelse og antallet af vindinger for den enkelte vikling kan det være muligt tilnærmelsesvis at vurdere, om viklingen passer til det tilgængelige viklingsareal (w og h) eller ej. Hvis viklingen ikke passer, kan det være nødvendigt at finjustere en af parametrene ud af antal vindinger, trådtykkelse eller kernestørrelse eller mere end 1 parameter, indtil viklingen passer optimalt.

Vindingslayoutet er afgørende, da transformatorens arbejdsydelse og pålidelighed i høj grad afhænger af det. Det anbefales at anvende et sandwichlayout eller en sandwichstruktur for viklingen for at begrænse induktanslækage, som angivet i fig5.

For at opfylde og være i overensstemmelse med de internationale sikkerhedsregler skal konstruktionen også have tilstrækkelig rækkevidde af isolering på tværs af viklingens primære og sekundære lag. Dette kan sikres ved at anvende margin-viklingsstruktur eller ved at anvende en sekundær ledning med tredobbelt isoleret ledning, som vist i følgende respektive figur

Anvendelse af tredobbelt isoleret ledning til den sekundære vikling bliver den nemmere mulighed for hurtigt at bekræfte de internationale sikkerhedslove vedrørende flyback SMPS-designs. Sådanne forstærkede tråde kan dog have en lidt højere tykkelse sammenlignet med den normale variant, der tvinger viklingen til at optage mere plads, og kan kræve en ekstra indsats for at rumme inden for den valgte spole.

Strin 9

Hvordan man designer det primære klemmekredsløb

I koblingssekvensen, for mosfetens OFF-perioder, udsættes en høj spændingsspids i form af lækageinduktans over mosfetens dræn/source, hvilket kan resultere i et lavine sammenbrud, der i sidste ende beskadiger mosfeten.

For at modvirke dette konfigureres normalt et klemmekredsløb over primærviklingen, som øjeblikkeligt begrænser den genererede spike til en sikker lavere værdi.

Du finder et par klemekredsløbsdesigns, der kan indarbejdes til dette formål, som vist i følgende figur.

Disse er nemlig RCD-klemme og Diode/Zener-klemme, hvor sidstnævnte er meget lettere at konfigurere og implementere end den første mulighed. I dette klemmekredsløb bruger vi en kombination af en ensretterdiode og en højspændings-Zenerdiode som f.eks. en TVS (transient voltage suppressor) til at klemme spændingsspidsen.

Zenerdiodens funktion er effektivt at klemme eller begrænse spændingsspidsen, indtil lækagespændingen er fuldt ud shuntet gennem Zenerdioden. Fordelen ved en Zener-diodeklemme er, at kredsløbet kun aktiveres og klemmer, når den kombinerede værdi af VR og Vspike overstiger Zener-diodens nedbrydningsspecifikation, og omvendt kan det være, at klemmen slet ikke udløses, så længe spændingen er under Zener-nedbrydningen eller et sikkert niveau, hvilket ikke tillader unødvendig strømforbrug.

Hvordan vælges klemmediode/Zener-klassificering

Den bør altid være dobbelt så stor som værdien af den reflekterede spænding VR eller den formodede spikespænding.
Gensretterdioden bør være ultrahurtig genopretning eller en diode af schottky-typen med en klassificering, der er højere end den maksimale DC link-spænding.

Den alternative mulighed for klemning af RCD-typen har den ulempe, at MOSFET’ens dv/dt bliver langsommere. Her bliver modstandsparameteren for modstanden afgørende, mens spændingsspidsen begrænses. Hvis der vælges en R-clamp med lav værdi, vil det forbedre spikebeskyttelsen, men kan øge dissipationen og spild af energi. Hvis der omvendt vælges en højere værdi Rclamp, vil det hjælpe med at minimere dissipationen, men vil måske ikke være så effektivt til at undertrykke spidserne.

Med henvisning til figuren ovenfor kan følgende formel anvendes for at sikre, at VR = Vspike

Hvor Lleak betegner transformatorens induktans og kan findes ved at lave en kortslutning over den sekundære vikling, eller alternativt kan der indarbejdes en tommelfingerregelværdi ved at anvende 2 til 4% af værdien af den primære induktans.

I dette tilfælde bør kondensatoren Cclamp være betydeligt stor for at hindre en spændingsstigning i løbet af absorptionsperioden for lækagenergien.

Værdien af Cclamp kan vælges mellem 100pF til 4,7nF, den energi, der er lagret i denne kondensator, vil blive afladet og genopfrisket af Rclamp hurtigt under eacj skiftecyklus.

Strin10

Hvordan vælges udgangsligningsdiode

Dette kan beregnes ved hjælp af ovenstående formel.

Sørg for at vælge specifikationerne således, at diodens maksimale omvendte spænding eller VRRM ikke er mindre end 30 % mindre end VRVdioden, og sørg også for, at IF- eller lavineforward-strømspecifikationen er mindst 50 % større end IsecRMS. Vælg helst en schottky-diode for at minimere ledningstabet.

Med et DCM-kredsløb kan Flyback-topstrømmen være høj, og prøv derfor at vælge en diode med en lavere forwardspænding og en relativt højere strømspecifikation med hensyn til det ønskede effektivitetsniveau.

Strin11

Sådan vælges udgangskondensatorværdien

Valg af en korrekt beregnet udgangskondensator under design af en flyback kan være yderst afgørende, fordi i en flyback-topologi er lagret induktiv energi ikke tilgængelig mellem dioden og kondensatoren, hvilket indebærer, at kondensatorværdien skal beregnes ved at tage hensyn til 3 vigtige kriterier:

1) Kapacitans
2) ESR
3) RMS-strøm

Den mindst mulige værdi kan identificeres afhængigt af funktionen af maksimal acceptabel spids til spids udgangsripple-spænding og kan identificeres gennem ghe følgende formel:

Hvor Ncp betegner antallet af urpulser på primærsiden, der kræves af kontrolfeedbacken til styring af duty fra de angivne maksimum- og minimumsværdier. Dette kan typisk kræve omkring 10 til 20 koblingscyklusser.
Iout henviser til den maksimale udgangsstrøm (Iout = Poutmax / Vout).

For at identificere den maksimale RMS-værdi for udgangskondensatoren skal følgende formel anvendes:

For en specificeret høj koblingsfrekvens for flyback vil den maksimale spidsstrøm fra transformatorens sekundærside generere en tilsvarende høj ripple-spænding, der pålægges over udgangskondensatorens ækvivalente ESR. I betragtning heraf skal det sikres, at kondensatorens ESRmax-værdi ikke overstiger kondensatorens specificerede acceptable ripple-strømskapacitet.

Det endelige design kan grundlæggende omfatte den ønskede spændingsværdi og kondensatorens ripple-strømskapacitet baseret på det faktiske forhold mellem den valgte udgangsspænding og -strøm for flyback.

Sørg for, at ESR-værdien bestemmes fra databladet baseret på frekvensen højere end 1kHz, som typisk kan antages at være mellem 10kHz til 100kHz.

Det vil være interessant at bemærke, at en enkelt kondensator med en lav ESR-specifikation kan være nok til at kontrollere udgangsripple. Du kan prøve at inkludere et lille LC-filter til højere spidsstrømme, især hvis flyback er designet til at arbejde med en DCM-tilstand, hvilket kan garantere en rimelig god ripple-spændingskontrol ved udgangen.

Step12

Flere vigtige overvejelser:

A) Sådan vælges spændings- og strømbestemmelse, for den primære side Broens ensretter.

Det kan gøres ved hjælp af ovenstående ligning.

I denne formel står PF for strømforsyningens effektfaktor, og vi kan anvende 0,5, hvis en ordentlig reference er utilgængelig. Til broens ensretter vælges dioder eller modulet med en fremadrettet ampereværdi, der er 2 gange større end IACRMS. Med hensyn til spændingsværdien kan den vælges til 600V for en maksimal 400V AC-indgangsspecifikation.

B) Sådan vælges strømfølerværdien (Rsense):

Den kan beregnes med følgende ligning. Følermodstanden Rsense er indbygget for at fortolke den maksimale effekt ved flybackens udgang. Vcsth-værdien kan bestemmes ved at henvise til controller IC-databladet, Ip(max) betegner den primære strøm.

C) Valg af kondensatorens VCC:

En optimal kapacitansværdi er afgørende for, at indgangskondensatoren kan yde en korrekt opstartsperiode. Typisk klarer enhver værdi mellem 22uF til 47uF opgaven fint. Men hvis denne vælges meget lavere, kan det resultere i, at der udløses en “underspændingslockout” på controller-IC’et, før Vcc kan udvikles af konverteren. Omvendt kan en større kondensatorværdi resultere i en uønsket forsinkelse af konverterens opstartstid.

Sørg desuden for, at denne kondensator er af den bedste kvalitet og har meget gode ESR- og ripple-strømspecifikationer, på linje med udgangskondensatorens specifikationer. Det anbefales kraftigt at tilslutte en anden kondensator af mindre værdi i størrelsesordenen 100nF, parallelt med den ovenfor omtalte kondensator, og så tæt som muligt på controller-IC’ets Vcc/jord-pinouts.

D) Konfigurering af feedback loop:

Feedback loop-kompensation bliver vigtig for at stoppe genereringen af svingninger. Konfigurering af sløjfekompensation kan være enklere for DCM-tilstand flyback end en CCM, på grund af fraværet af “højre halvplan nul” i effekttrinnet, og der kræves således ingen kompensation.

Som angivet i ovenstående figur bliver en simpel RC (Rcomp, Ccomp) for det meste lige nok til at opretholde en god stabilitet over sløjfen. Generelt kan Rcomp-værdien vælges alt mellem 1K og 20K, mens Ccomp kan ligge inden for intervallet 100nF og 470pF.