Wie man einen Flyback-Wandler entwirft – Umfassendes Tutorial

Eine Flyback-Konfiguration ist die bevorzugte Topologie in SMPS-Anwendungsdesigns, vor allem weil sie eine vollständige Isolierung des Ausgangs-Gleichstroms vom Eingangsnetz-Wechselstrom garantiert. Weitere Merkmale sind niedrige Herstellungskosten, ein einfacheres Design und eine unkomplizierte Implementierung. Die Niederstrom-DCM-Version von Sperrwandlern mit einer Ausgangsspezifikation von weniger als 50 Watt wird häufiger verwendet als die größeren Hochstrom-Pendants.

Lernen wir die Details mit einer umfassenden Erklärung in den folgenden Abschnitten kennen:

Umfassender Design-Leitfaden für DCM-Sperrwandler mit fester Frequenz im Offline-Betrieb

Sperrwandler-Betriebsmodi: DCM und CCM

Unten sehen wir den grundlegenden schematischen Aufbau eines Sperrwandlers. Die wichtigsten Teile dieses Entwurfs sind der Transformator, der schaltende Leistungsmosfet Q1 auf der Primärseite, der Brückengleichrichter auf der Sekundärseite D1, ein Filterkondensator zur Glättung des Ausgangs von D1 und eine PWM-Reglerstufe, die eine IC-gesteuerte Schaltung sein kann.

Diese Art von Flyback-Konfiguration kann einen CCM- (Continuous Conduction Mode) oder DCM-Betrieb (Discontinuous Conduction Mode) aufweisen, je nachdem, wie der Leistungs-MOSFET T1 konfiguriert ist.

Grundsätzlich wird im DCM-Modus die gesamte in der Primärseite des Transformators gespeicherte elektrische Energie jedes Mal über die Sekundärseite übertragen, wenn der MOSFET während seiner Schaltzyklen (auch Flyback-Periode genannt) ausgeschaltet wird, was dazu führt, dass der Strom auf der Primärseite ein Nullpotenzial erreicht, bevor T1 in seinem nächsten Schaltzyklus wieder einschalten kann.

Im CCM-Modus hat die in der Primärseite gespeicherte elektrische Energie nicht die Möglichkeit, vollständig auf die Sekundärseite übertragen oder induziert zu werden.

Dies liegt daran, dass jeder der nachfolgenden Schaltimpulse des PWM-Reglers T1 einschaltet, bevor der Transformator seine gesamte gespeicherte Energie an die Last übertragen hat. Dies bedeutet, dass der Rücklaufstrom (ILPK und ISEC) während der einzelnen Schaltzyklen niemals das Nullpotential erreichen darf.

Der Unterschied zwischen den beiden Betriebsarten wird im folgenden Diagramm durch die Stromkurvenmuster im Primär- und Sekundärteil des Transformators deutlich.

Beide Betriebsarten, DCM und CCM, haben ihre spezifischen Vorteile, die aus der folgenden Tabelle hervorgehen:

Im Vergleich zu CCM erfordert die Schaltung im DCM-Modus höhere Spitzenströme, um eine optimale Leistung auf der Sekundärseite des Transformators zu gewährleisten. Dies wiederum erfordert, dass die Primärseite auf einen höheren Effektivstrom ausgelegt ist, was bedeutet, dass der MOSFET auf den angegebenen höheren Bereich ausgelegt sein muss.

In Fällen, in denen das Design mit einem begrenzten Bereich von Eingangsstrom und Komponenten gebaut werden muss, wird in der Regel ein CCM-Mode-Fyback gewählt, wodurch das Design einen relativ kleineren Filterkondensator und einen geringeren Leitungsverlust am MOSFET und am Transformator verwenden kann).

CCM wird vorteilhaft für Bedingungen, bei denen die Eingangsspannung niedriger ist, während der Strom höher ist (über 6 Ampere), Designs, die für eine Leistung von über 50 Watt ausgelegt sein können, außer für Ausgänge bei 5V, bei denen die Wattspezifikation niedriger als 50 Watt sein kann.

Das obige Bild zeigt den Stromverlauf auf der Primärseite der Flyback-Betriebsarten und die entsprechende Beziehung zwischen ihren dreieckigen und trapezförmigen Wellenformen.

IA auf der dreieckigen Wellenform zeigt den minimalen Initialisierungspunkt an, der zu Beginn der Einschaltperiode des MOSFET als Null angesehen werden kann, und auch einen höheren Stromspitzenpegel, der in der Primärwicklung des Transformators zu der Zeit anhält, bis der MOSFET während der CCM-Betriebsart wieder eingeschaltet wird.

IB kann als Endpunkt der Stromstärke bei eingeschaltetem MOSFET-Schalter (Ton-Intervall) aufgefasst werden.

Der normierte Stromwert IRMS kann als Funktion des K-Faktors (IA/IB) auf der Y-Achse betrachtet werden.

Dieser Wert kann als Multiplikator verwendet werden, wenn die Widerstandsverluste für eine Reihe von Wellenformen mit Bezug auf eine trapezförmige Wellenform mit einer flachen oberen Wellenform berechnet werden müssen.

Dies zeigt auch die zusätzlichen unvermeidlichen DC-Leitungsverluste der Transformatorwicklung und der Transistoren oder Dioden als Funktion der Stromwellenform. Mit Hilfe dieser Ratschläge kann der Konstrukteur mit einem gut berechneten Wandlerentwurf 10 bis 15 % Leitungsverluste vermeiden.

Die Berücksichtigung der oben genannten Kriterien kann für Anwendungen, die für hohe Effektivströme ausgelegt sind und einen optimalen Wirkungsgrad als Hauptmerkmal erfordern, von entscheidender Bedeutung sein.

Es kann möglich sein, die zusätzlichen Kupferverluste zu eliminieren, obwohl dies eine gewaltige Kerngröße erfordern kann, um die notwendige größere Wicklungsfensterfläche unterzubringen, im Gegensatz zu Situationen, in denen nur die Kernspezifikationen entscheidend sind.

Wie wir bisher verstanden haben, ermöglicht eine DCM-Betriebsart die Verwendung eines Transformators mit geringerer Größe, besitzt ein besseres Einschwingverhalten und arbeitet mit minimalen Schaltverlusten.

Daher wird diese Betriebsart für Sperrwandlerschaltungen, die für höhere Ausgangsspannungen mit relativ geringem Amperebedarf spezifiziert sind, sehr empfohlen.

Obwohl es möglich ist, einen Sperrwandler so zu konstruieren, dass er sowohl in der DCM- als auch in der CCM-Betriebsart arbeitet, ist zu bedenken, dass beim Übergang von der DCM- zur CCM-Betriebsart diese Umschaltfunktion in einen zweipoligen Betrieb übergeht, was zu einer niedrigen Impedanz des Wandlers führt.

Dieser Umstand macht es erforderlich, zusätzliche Entwurfsstrategien einzubeziehen, einschließlich verschiedener Schleifen (Rückkopplung) und Steigungskompensation in Bezug auf das innere Stromschleifensystem. In der Praxis bedeutet dies, dass wir sicherstellen müssen, dass der Wandler in erster Linie für einen CCM-Modus ausgelegt ist, aber auch im DCM-Modus arbeiten kann, wenn am Ausgang leichtere Lasten verwendet werden.

Es ist vielleicht interessant zu wissen, dass es durch die Verwendung fortschrittlicher Transformatormodelle möglich sein kann, einen CCM-Wandler durch eine sauberere und leichtere Lastregelung sowie eine hohe Querregelung über einen breiten Lastbereich durch einen Stufentransformator zu verbessern.

In solchen Fällen wird ein kleiner Kernspalt durch Einfügen eines externen Elements wie Isolierband oder Papier erzwungen, um anfangs eine hohe Induktivität zu induzieren und auch den CCM-Betrieb mit leichteren Lasten zu ermöglichen. Wir werden dies in einem meiner nächsten Artikel ausführlich besprechen.

Da der DCM-Betrieb so vielseitig ist, überrascht es nicht, dass er immer dann die erste Wahl ist, wenn eine problemlose, effiziente und stromsparende SMPS entwickelt werden soll.

Im Folgenden wird Schritt für Schritt erklärt, wie man einen DCM-Sperrwandler entwirft.

DCM-Sperrwandler-Entwurfsgleichungen und sequenzielle Entscheidungsanforderungen

Schritt Nr. 1:
Bewerten und schätzen Sie Ihre Entwurfsanforderungen. Jeder SMPS-Entwurf muss mit der Bewertung und Bestimmung der Systemspezifikationen beginnen. Sie müssen die folgenden Parameter definieren und zuordnen:

Wir wissen, dass der Wirkungsgrad-Parameter der entscheidende ist, der als erstes festgelegt werden muss. Am einfachsten ist es, einen Zielwert von etwa 75 % bis 80 % festzulegen, selbst wenn es sich um ein kostengünstiges Design handelt. Bei der Schaltfrequenz (

Fsw) müssen im Allgemeinen Kompromisse eingegangen werden, wobei die Größe des Transformators und die durch das Schalten entstehenden Verluste sowie die EMI berücksichtigt werden müssen. Das bedeutet, dass man sich für eine Schaltfrequenz entscheiden muss, die mindestens unter 150 kHz liegt. Normalerweise kann diese zwischen 50kHz und 100kHz gewählt werden.

Für den Fall, dass mehr als ein Ausgang für das Design erforderlich ist, muss der maximale Leistungswert Pout als der kombinierte Wert der beiden Ausgänge angepasst werden.

Es ist vielleicht interessant zu wissen, dass bis vor kurzem die beliebtesten konventionellen SMPS-Designs den Mosfet und den PWM-Schaltcontroller als zwei verschiedene isolierte Stufen hatten, die zusammen über ein PCB-Layout integriert waren, aber heutzutage in modernen SMPS-Einheiten können diese beiden Stufen in einem Gehäuse eingebettet und als einzelne ICs hergestellt werden.

Die Parameter, die bei der Entwicklung eines Sperrwandlers typischerweise berücksichtigt werden, sind 1) die Anwendung oder die Lastspezifikationen, 2) die Kosten, 3) die Standby-Leistung und 4) zusätzliche Schutzfunktionen.

Wenn eingebettete ICs verwendet werden, werden die Dinge in der Regel sehr viel einfacher, da für die Entwicklung eines optimalen Sperrwandlers nur der Transformator und ein paar externe passive Komponenten berechnet werden müssen.

Lassen Sie uns die Details der Berechnungen für den Entwurf eines Sperrwandlers genauer betrachten.

Berechnung des Eingangskondensators Cin und des Eingangsgleichspannungsbereichs

Abhängig von der Eingangsspannung und den Leistungsspezifikationen kann die Standardregel für die Auswahl von Cin, der auch als Zwischenkreiskondensator bezeichnet wird, aus den folgenden Erläuterungen entnommen werden:

Um einen breiten Betriebsbereich zu gewährleisten, kann für einen Zwischenkreiskondensator ein Wert von 2uF pro Watt oder höher gewählt werden, was einen guten Qualitätsbereich für dieses Bauteil ermöglicht.

Als Nächstes kann es erforderlich sein, die minimale DC-Eingangsspannung zu bestimmen, die man durch Lösen folgender Gleichung erhält:

Wobei die Entladung zum Tastverhältnis des Zwischenkreiskondensators wird, das ungefähr bei 0,2 liegen kann

In der obigen Abbildung können wir die Zwischenkreiskondensator-Spannung visualisieren. Wie gezeigt, entsteht die Eingangsspannung bei maximaler Ausgangsleistung und minimaler Eingangswechselspannung, während die maximale Eingangsgleichspannung bei minimaler Eingangsleistung (ohne Last) und bei maximaler Eingangswechselspannung entsteht.

Bei unbelastetem Zustand können wir eine maximale DC-Eingangsspannung feststellen, bei der sich der Kondensator auf den Spitzenwert der AC-Eingangsspannung auflädt, und diese Werte können mit der folgenden Gleichung ausgedrückt werden:

Schritt 3:

Auswertung der durch das Flyback induzierten Spannung VR und der maximalen Spannungsbelastung des MOSFET VDS. Die Flyback-induzierte Spannung VR kann als die Spannung verstanden werden, die auf der Primärseite des Transformators induziert wird, wenn der mosfet Q1 im ausgeschalteten Zustand ist.

Die obige Funktion wirkt sich wiederum auf die maximale VDS-Belastung des mosfet aus, die durch Lösen der folgenden Gleichung bestätigt und identifiziert werden kann:

Wobei Vspike die Spannungsspitze ist, die durch die Streuinduktivität des Transformators erzeugt wird.

Für den Anfang können 30% Vspike von VDSmax angenommen werden.

Die folgende Liste gibt an, wie viel reflektierte Spannung oder induzierte Spannung für einen MOSFET mit 650V bis 800V Nennspannung empfohlen werden kann, wobei ein anfänglicher Grenzwert VR unter 100V für einen erwarteten großen Eingangsspannungsbereich gilt.

Die Wahl des richtigen VR kann ein Kompromiss zwischen der Spannungsbelastung des sekundären Gleichrichters und den Spezifikationen des primärseitigen Mosfets sein.

Wird VR durch ein größeres Windungsverhältnis sehr hoch gewählt, führt dies zu einer größeren VDSmax, aber zu einer geringeren Spannungsbelastung der sekundärseitigen Diode.

Wird VR durch ein kleineres Windungsverhältnis zu klein gewählt, führt dies zu einer kleineren VDSmax, aber zu einer höheren Spannungsbelastung der sekundärseitigen Diode.

Ein größeres primärseitiges VDSmax würde nicht nur eine geringere Belastung der sekundärseitigen Diode und eine Verringerung des Primärstroms gewährleisten, sondern auch ein kostengünstiges Design ermöglichen.

Flyback mit DCM-Modus

Wie berechnet man Dmax in Abhängigkeit von Vreflected und Vinmin

Ein maximales Tastverhältnis kann bei VDCmin erwartet werden. Für diese Situation können wir den Transformator entlang der Schwellenwerte von DCM und CCM auslegen. In diesem Fall könnte das Tastverhältnis wie folgt dargestellt werden:

Schritt4:

Berechnung des Primärinduktivitätsstroms

In diesem Schritt werden wir die Primärinduktivität und den Primärspitzenstrom berechnen.

Die folgenden Formeln können zur Ermittlung des primären Spitzenstroms verwendet werden:

Wenn dies geschehen ist, können wir fortfahren und die primäre Induktivität mit der folgenden Formel innerhalb der Grenzen des maximalen Tastverhältnisses berechnen.

Bezüglich des Flybacks muss darauf geachtet werden, dass es nicht in den CCM-Modus aufgrund von Überlastungen jeglicher Art übergeht und dass die maximale Leistungsspezifikation bei der Berechnung von Poutmax in Gleichung #5 berücksichtigt wird. Die erwähnte Bedingung kann auch auftreten, wenn die Induktivität über den Lprimax-Wert hinaus erhöht wird. Beachten Sie dies also.

Schritt5:

Wie wählt man die optimale Kernqualität und -größe aus:

Es kann ziemlich einschüchternd wirken, die richtige Kernspezifikation und -struktur auszuwählen, wenn Sie zum ersten Mal ein Flyback entwickeln. Denn dabei ist eine große Anzahl von Faktoren und Variablen zu berücksichtigen. Einige davon, die entscheidend sein können, sind die Kerngeometrie (z. B. EE-Kern/RM-Kern/PQ-Kern usw.), die Kernabmessungen (z. B. EE19, RM8 PQ20 usw.) und das Kernmaterial (z. B. 3C96, TP4, 3F3 usw.).

Wenn Sie nicht wissen, wie Sie mit den obigen Angaben verfahren sollen, könnte eine wirksame Methode zur Lösung dieses Problems darin bestehen, einen Standardleitfaden des Kernherstellers zur Auswahl des Kerns heranzuziehen, oder Sie können auch die folgende Tabelle zu Hilfe nehmen, die Ihnen grob die Standardkernabmessungen beim Entwurf eines 65-kHz-DCM-Flybacks mit Bezug auf die Ausgangsleistung angibt.

Wenn Sie mit der Auswahl der Kerngröße fertig sind, ist es an der Zeit, den richtigen Spulenkörper auszuwählen, der gemäß dem Kerndatenblatt erworben werden kann. Zusätzliche Eigenschaften des Spulenkörpers wie die Anzahl der Stifte, Leiterplattenmontage oder SMD, horizontale oder vertikale Positionierung – all dies muss ebenfalls bei der Auswahl des bevorzugten Designs berücksichtigt werden

Das Kernmaterial ist ebenfalls entscheidend und muss auf der Grundlage der Frequenz, der magnetischen Flussdichte und der Kernverluste ausgewählt werden.

Zunächst können Sie Varianten mit der Bezeichnung 3F3, 3C96 oder TP4A ausprobieren, bedenken Sie, dass die Bezeichnungen des verfügbaren Kernmaterials bei identischen Typen je nach Hersteller unterschiedlich sein können.

Berechnung der minimalen Primärwindungen

Der Begriff Bmax bezeichnet die maximale Flussdichte im Betrieb, Lpri gibt Auskunft über die Primärinduktivität, Ipri wird zum primären Spitzenstrom, während Ae die Querschnittsfläche des gewählten Kerntyps angibt.

Es ist zu beachten, dass Bmax niemals die Sättigungsflussdichte (Bsat) überschreiten darf, die im Datenblatt des Kernmaterials angegeben ist. Bei Ferritkernen kann Bsat je nach Spezifikationen wie Materialtyp und Temperatur leicht variieren; die meisten dieser Kerne haben jedoch einen Wert nahe 400mT.

Wenn Sie keine detaillierten Referenzdaten finden, können Sie mit einem Bmax von 300mT arbeiten. Obwohl die Wahl eines höheren Bmax-Wertes zu einer geringeren Anzahl von Primärwindungen und einer niedrigeren Leitfähigkeit führen kann, kann sich der Kernverlust deutlich erhöhen. Versuchen Sie, zwischen den Werten dieser Parameter zu optimieren, so dass der Kernverlust und der Kupferverlust innerhalb akzeptabler Grenzen bleiben.

Schritt 6:

Berechnen der Windungszahl für den Hauptsekundärausgang (Ns) und die verschiedenen Hilfsausgänge (Naux)

Um die Sekundärwindungen zu bestimmen, müssen wir zunächst das Windungsverhältnis (n) ermitteln, das sich mit der folgenden Formel berechnen lässt:

Wobei Np die Primärwindungen und Ns die Anzahl der Sekundärwindungen ist, Vout die Ausgangsspannung bedeutet und VD den Spannungsabfall über der Sekundärdiode angibt.

Um die Windungen für die Hilfsausgänge für einen gewünschten Vcc-Wert zu berechnen, kann die folgende Formel verwendet werden:

Eine Hilfswicklung ist in allen Sperrwandlern für die Versorgung des Steuer-ICs mit der anfänglichen Anlaufspannung von entscheidender Bedeutung. Diese Versorgungsspannung VCC wird normalerweise zur Versorgung des Schalt-ICs auf der Primärseite verwendet und kann entsprechend dem im Datenblatt des ICs angegebenen Wert festgelegt werden. Wenn die Berechnung einen nicht ganzzahligen Wert ergibt, runden Sie ihn einfach ab, indem Sie den oberen ganzzahligen Wert direkt über dieser nicht ganzzahligen Zahl verwenden.

Wie berechnet man den Drahtdurchmesser für die gewählte Ausgangswicklung

Um die Drahtdurchmesser für die einzelnen Wicklungen korrekt zu berechnen, müssen wir zunächst den Effektivstrom für die einzelnen Wicklungen herausfinden.

Dies kann mit den folgenden Formeln geschehen:

Als Ausgangspunkt kann eine Stromdichte von 150 bis 400 Kreismil pro Ampere zur Bestimmung der Drahtstärke herangezogen werden. Die folgende Tabelle gibt einen Anhaltspunkt für die Auswahl der geeigneten Drahtstärke unter Verwendung von 200 M/A, entsprechend dem Effektivstromwert. Sie zeigt auch den Durchmesser des Drahtes und die Basisisolierung für eine Reihe von Kupferlackdrähten.

Schritt8:

Betrachtung der Konstruktion des Transformators und der Windungsauslegung

Nachdem Sie die oben genannten Transformatorparameter bestimmt haben, ist es entscheidend, wie die Drahtabmessung und die Anzahl der Windungen in die berechnete Transformatorkerngröße und die angegebene Spule passen. Um dies optimal hinzubekommen, können mehrere Iterationen oder Experimente erforderlich sein, um die Kernspezifikation in Bezug auf die Drahtstärke und die Anzahl der Windungen zu optimieren.

Die folgende Abbildung zeigt den Wicklungsbereich für einen gegebenen EE-Kern. Anhand der berechneten Drahtstärke und der Windungszahl für die einzelne Wicklung lässt sich annähernd abschätzen, ob die Wicklung in den verfügbaren Wickelbereich (w und h) passt oder nicht. Passt die Wicklung nicht, so kann einer der Parameter Windungszahl, Drahtstärke oder Kerngröße oder mehr als ein Parameter eine Feinabstimmung erfordern, bis die Wicklung optimal passt.

Das Wicklungslayout ist von entscheidender Bedeutung, da die Arbeitsleistung und die Zuverlässigkeit des Transformators wesentlich davon abhängen. Es wird empfohlen, die Wicklung in Sandwich-Bauweise auszuführen, um die Streuinduktivität zu begrenzen (siehe Abb. 5).

Um die internationalen Sicherheitsvorschriften zu erfüllen, muss die Wicklung außerdem über einen ausreichenden Isolationsbereich zwischen der Primär- und der Sekundärschicht verfügen. Dies kann durch eine Randwicklungsstruktur oder durch die Verwendung eines dreifach isolierten Sekundärdrahtes gewährleistet werden, wie in der folgenden Abbildung dargestellt

Die Verwendung eines dreifach isolierten Drahtes für die Sekundärwicklung ist die einfachere Option, um die internationalen Sicherheitsvorschriften für Zeilentransformatoren schnell zu erfüllen. Solche verstärkten Drähte können jedoch im Vergleich zur normalen Variante etwas dicker sein, was dazu führt, dass die Wicklung mehr Platz einnimmt, und es kann zusätzlichen Aufwand erfordern, sie in der gewählten Spule unterzubringen.

Schritt 9

Entwurf der primären Klemmschaltung

In der Schaltsequenz wird in den AUS-Phasen des Mosfets eine hohe Spannungsspitze in Form einer Streuinduktivität über den Drain/Source des Mosfets angelegt, die zu einem Lawinendurchbruch führen kann, der letztlich den Mosfet beschädigt.

Um dem entgegenzuwirken, wird in der Regel eine Klemmschaltung über der Primärwicklung konfiguriert, die die erzeugte Spitze sofort auf einen sicheren, niedrigeren Wert begrenzt.

Es gibt mehrere Klemmschaltungsdesigns, die zu diesem Zweck eingesetzt werden können, wie in der folgenden Abbildung gezeigt.

Dabei handelt es sich um eine RCD-Klemmschaltung und eine Dioden/Zener-Klemmschaltung, wobei letztere viel einfacher zu konfigurieren und zu implementieren ist als die erste Option. In dieser Klemmschaltung verwenden wir eine Kombination aus einer Gleichrichterdiode und einer Hochspannungs-Zenerdiode, z. B. einem TVS (Transient Voltage Suppressor), um die Überspannungsspitze abzufangen.

Die Funktion der Zenerdiode besteht darin, die Spannungsspitze effizient abzufangen oder zu begrenzen, bis die Leckspannung vollständig durch die Zenerdiode abgeleitet ist. Der Vorteil einer Zener-Diode besteht darin, dass die Schaltung nur dann aktiviert und geklemmt wird, wenn der kombinierte Wert von VR und Vspike die Durchbruchsspezifikation der Zener-Diode übersteigt, und umgekehrt, solange die Spannungsspitze unter dem Zener-Durchbruch oder einem sicheren Wert liegt, wird die Klemme möglicherweise überhaupt nicht ausgelöst, so dass keine unnötige Verlustleistung entsteht.

Wie wählt man die Nennleistung der Klemmdiode/Zener aus

Sie sollte immer das Doppelte des Wertes der reflektierten Spannung VR oder der angenommenen Spitzenspannung betragen.
Die Gleichrichterdiode sollte eine ultraschnelle Erholungsdiode oder eine Schottky-Diode mit einer Nennleistung sein, die höher ist als die maximale Zwischenkreisspannung.

Die alternative Option der RCD-Klemmung hat den Nachteil, dass sie die dv/dt des MOSFET verlangsamt. Hier wird der Widerstandsparameter des Widerstands bei der Begrenzung der Spannungsspitzen entscheidend. Wird ein niedriger Wert für Rclamp gewählt, verbessert sich zwar der Schutz vor Spannungsspitzen, aber es kann zu einer höheren Verlustleistung und Energieverschwendung kommen. Wird dagegen ein höherer Wert für Rclamp gewählt, wird zwar die Verlustleistung minimiert, aber die Unterdrückung der Spannungsspitzen ist möglicherweise nicht so effektiv.

Bezugnehmend auf die obige Abbildung könnte zur Sicherstellung von VR = Vspike die folgende Formel verwendet werden

wobei Lleak die Induktivität des Transformators bedeutet und durch einen Kurzschluss über die Sekundärwicklung ermittelt werden könnte, oder alternativ könnte ein Faustwert durch Anwendung von 2 bis 4 % des Wertes der Primärinduktivität aufgenommen werden.

In diesem Fall sollte der Kondensator Cclamp wesentlich größer sein, um einen Spannungsanstieg während der Absorptionszeit der Streuenergie zu verhindern.

Der Wert von Cclamp kann zwischen 100pF und 4,7nF gewählt werden, die in diesem Kondensator gespeicherte Energie wird während jedes Schaltzyklus schnell entladen und durch Rclamp wieder aufgefrischt.

Schritt10

Auswahl der Ausgangsgleichrichterdiode

Dies kann mit der oben dargestellten Formel berechnet werden.

Wählen Sie die Diode so aus, dass die maximale Sperrspannung oder die VRRM der Diode nicht weniger als 30 % unter der VRV-Diode liegt, und stellen Sie außerdem sicher, dass der IF- oder der Avalanche-Vorwärtsstrom mindestens 50 % über dem IsecRMS liegt. Wählen Sie vorzugsweise eine Schottky-Diode, um die Leitungsverluste zu minimieren.

Bei einer DCM-Schaltung kann der Flyback-Spitzenstrom hoch sein, daher versuchen Sie, eine Diode mit einer niedrigeren Durchlassspannung und einer relativ höheren Stromspezifikation im Hinblick auf den gewünschten Wirkungsgrad auszuwählen.

Schritt11

Wie man den Wert des Ausgangskondensators auswählt

Die Auswahl eines korrekt berechneten Ausgangskondensators beim Entwurf einer Flyback-Schaltung kann äußerst wichtig sein, da in einer Flyback-Topologie gespeicherte induktive Energie zwischen der Diode und dem Kondensator nicht zur Verfügung steht, was bedeutet, dass der Kondensatorwert unter Berücksichtigung von 3 wichtigen Kriterien berechnet werden muss:

1) Kapazität
2) ESR
3) Effektivstrom

Der minimal mögliche Wert könnte in Abhängigkeit von der Funktion der maximal akzeptablen Spitze-zu-Spitze-Ausgangswelligkeitsspannung ermittelt werden und kann durch die folgende Formel bestimmt werden:

Wobei Ncp die Anzahl der primärseitigen Taktimpulse bezeichnet, die von der Regelungsrückkopplung für die Regelung des Tastverhältnisses von den angegebenen Höchst- und Mindestwerten benötigt werden. Dies kann typischerweise etwa 10 bis 20 Schaltzyklen erfordern.
Iout bezieht sich auf den maximalen Ausgangsstrom (Iout = Poutmax / Vout).

Um den maximalen Effektivwert für den Ausgangskondensator zu ermitteln, verwenden Sie die folgende Formel:

Bei einer bestimmten hohen Schaltfrequenz des Flybacks wird der maximale Spitzenstrom von der Sekundärseite des Transformators eine entsprechend hohe Brummspannung erzeugen, die über den äquivalenten ESR des Ausgangskondensators angelegt wird. Dabei ist darauf zu achten, dass der ESRmax-Wert des Kondensators die spezifizierte zulässige Welligkeitsstromfähigkeit des Kondensators nicht überschreitet.

Das endgültige Design kann grundsätzlich die gewünschte Spannungsfestigkeit und Welligkeitsstromfähigkeit des Kondensators beinhalten, basierend auf dem tatsächlichen Verhältnis der gewählten Ausgangsspannung und des Stroms des Flybacks.

Stellen Sie sicher, dass der ESR-Wert aus dem Datenblatt bestimmt wird, basierend auf der Frequenz über 1kHz, die typischerweise zwischen 10kHz und 100kHz angenommen werden kann.

Es wäre interessant zu wissen, dass ein einzelner Kondensator mit einer niedrigen ESR-Spezifikation ausreichen kann, um die Ausgangswelligkeit zu kontrollieren. Man kann versuchen, einen kleinen LC-Filter für höhere Spitzenströme einzubauen, insbesondere wenn das Flyback für einen DCM-Modus ausgelegt ist, der eine einigermaßen gute Kontrolle der Welligkeitsspannung am Ausgang gewährleisten könnte.

Schritt12

Weitere wichtige Überlegungen:

A) Wie wählt man die Spannung und den Stromwert für den primärseitigen Brückengleichrichter.

Das kann mit Hilfe der obigen Gleichung geschehen.

In dieser Formel steht PF für den Leistungsfaktor der Stromversorgung, wir können 0,5 anwenden, falls ein geeigneter Bezugspunkt nicht mehr erreichbar ist. Für den Brückengleichrichter sind Dioden oder Module zu wählen, deren Durchlassstrom 2 mal höher ist als der IACRMS-Wert. Die Nennspannung kann bei 600 V für eine maximale AC-Eingangsspezifikation von 400 V gewählt werden.

B) Auswahl des Strommesswiderstands (Rsense):

Er kann mit der folgenden Gleichung berechnet werden. Der Messwiderstand Rsense wird zur Interpretation der maximalen Leistung am Ausgang des Flybacks herangezogen. Der Vcsth-Wert kann anhand des Datenblattes des Controller-ICs ermittelt werden, Ip(max) bezeichnet den Primärstrom.

C) Auswahl der VCC des Kondensators:

Ein optimaler Kapazitätswert ist entscheidend für den Eingangskondensator, um eine ordnungsgemäße Anlaufzeit zu gewährleisten. Normalerweise erfüllt jeder Wert zwischen 22uF und 47uF die Aufgabe gut. Wird dieser Wert jedoch viel niedriger gewählt, kann dies dazu führen, dass der Controller-IC eine „Unterspannungssperre“ auslöst, bevor der Wandler Vcc aufbauen kann. Umgekehrt kann ein größerer Kapazitätswert zu einer unerwünschten Verzögerung der Anlaufzeit des Wandlers führen.

Außerdem sollte man sicherstellen, dass dieser Kondensator von bester Qualität ist und sehr gute ESR- und Ripplestrom-Spezifikationen aufweist, die den Spezifikationen des Ausgangskondensators entsprechen. Es wird dringend empfohlen, einen weiteren Kondensator mit einem kleineren Wert in der Größenordnung von 100nF parallel zum oben erwähnten Kondensator und so nah wie möglich an die Vcc/Masse-Pinouts des Controller-ICs anzuschließen.

D) Konfigurieren der Rückkopplungsschleife:

Die Kompensation der Rückkopplungsschleife ist wichtig, um die Erzeugung von Schwingungen zu verhindern. Die Konfiguration der Kompensation der Rückkopplungsschleife kann bei einem DCM-Flyback einfacher sein als bei einem CCM, da in der Leistungsstufe keine „rechte Halbebene Null“ vorhanden ist und somit keine Kompensation erforderlich ist.

Wie die obige Abbildung zeigt, reicht ein einfaches RC-Glied (Rcomp, Ccomp) meist aus, um eine gute Stabilität über die Schleife zu erhalten. Im Allgemeinen kann der Rcomp-Wert zwischen 1K und 20K gewählt werden, während Ccomp im Bereich von 100nF und 470pF liegen kann.