Comment concevoir un convertisseur Flyback – Tutoriel complet

Une configuration flyback est la topologie préférée dans les conceptions d’applications SMPS principalement parce qu’elle garantit une isolation complète de la sortie DC du secteur AC d’entrée. Les autres caractéristiques comprennent un faible coût de fabrication, une conception plus simple et une mise en œuvre non compliquée. La version DCM à faible courant des convertisseurs flyback qui incluent une spécification de sortie inférieure à 50 watts est plus largement utilisée que les homologues plus grands à courant élevé.

Apprenons les détails avec une explication complète à travers les paragraphes suivants:

Guide de conception complet pour le convertisseur flyback DCM à fréquence fixe hors ligne

Modes de fonctionnement du flyback : DCM et CCM

Ci-après, nous voyons la conception schématique fondamentale d’un convertisseur flyback. Les principales sections de cette conception sont le transformateur, le mosfet de puissance de commutation Q1 du côté primaire, le pont redresseur du côté secondaire D1, un condensateur de filtrage pour lisser la sortie de D1, et un étage de contrôleur PWM qui peut être un circuit commandé par IC.

Ce type de conception flyback pourrait avoir un mode de fonctionnement CCM (mode de conduction continue) ou DCM (mode de conduction discontinue) basé sur la façon dont le MOSFET de puissance T1 est configuré.

Basiquement, en mode DCM, nous avons la totalité de l’énergie électrique stockée dans le primaire du transformateur transférée à travers le côté secondaire chaque fois que le MOSFET est éteint pendant ses cycles de commutation (également appelé période de flyback), conduisant à ce que le courant côté primaire atteigne un potentiel nul avant que T1 soit capable de se rallumer dans son prochain cycle de commutation.

En mode CCM, l’énergie électrique stockée dans le primaire n’a pas l’opportunité d’être entièrement transférée ou induite à travers le secondaire.

C’est parce que, chacune des impulsions de commutation suivantes du contrôleur PWM allume T1 avant que le transformateur ait transféré toute son énergie stockée à la charge. Cela implique que le courant de retour (ILPK et ISEC) ne sont jamais autorisés à atteindre le potentiel zéro pendant chacun des cycles de commutation.

Nous pouvons témoigner de la différence entre les deux modes de fonctionnement dans le diagramme suivant à travers les modèles de forme d’onde de courant à travers la section primaire et secondaire du transformateur.

Les modes DCM et CCM ont tous deux leurs avantages spécifiques, que l’on peut apprendre dans le tableau suivant :

Par rapport au CCM, le circuit en mode DCM exige des niveaux plus élevés de courant de pointe afin d’assurer une puissance optimale à travers le côté secondaire du transformateur. Cela exige à son tour que le côté primaire soit évalué à un courant efficace plus élevé, ce qui signifie que le MOSFET doit être évalué à la gamme supérieure spécifiée.

Dans les cas où la conception doit être construite avec une gamme limitée de courant d’entrée et de composants, alors généralement un fyback en mode CCM est sélectionné, permettant à la conception d’employer un condensateur de filtre relativement plus petit, et une perte de conduction plus faible sur le MOSFET et le transformateur).

CCM devient favorable pour les conditions où la tension d’entrée est plus faible, tandis que le courant est plus élevé ( plus de 6 ampères), des conceptions qui peuvent être évaluées pour travailler avec une puissance de plus de 50 watts, sauf pour les sorties à 5V où la spécification de puissance pourrait être inférieure à 50 watts.

L’image ci-dessus indique la réponse en courant du côté primaire des modes flyback et la relation correspondante entre leurs formes d’onde triangulaires et trapézoïdales.

IA sur la forme d’onde triangulaire indique le point d’initialisation minimal qui peut être vu comme zéro, au début de la période d’enclenchement du MOSFET, et aussi un niveau de pic de courant plus élevé persistant dans l’enroulement primaire du transformateur au moment jusqu’à ce que le MOSFET soit enclenché à nouveau, pendant le mode de fonctionnement CCM.

IB peut être perçu comme le point d’arrivée de la magnitude du courant pendant que le commutateur mosfet est activé (intervalle Ton).

La valeur normalisée du courant IRMS peut être vue comme la fonction du facteur K (IA/IB) sur l’axe Y.

Ce facteur peut être utilisé comme multiplicateur chaque fois que les pertes résistives doivent être calculées pour un nombre assorti de formes d’onde en référence à une forme d’onde trapézoïdale ayant une forme d’onde supérieure plate.

Ceci démontre également les pertes de conduction continues supplémentaires inévitables de l’enroulement du transformateur et des transistors ou des diodes comme une fonction de forme d’onde de courant. En utilisant ces conseils, le concepteur sera en mesure d’éviter jusqu’à 10 à 15% de pertes de conduction avec une telle conception de convertisseur bien calculée.

La prise en compte des critères ci-dessus peut devenir significativement cruciale pour les applications conçues pour traiter des courants efficaces élevés, et exigeant une efficacité optimale comme caractéristiques clés.

Il peut être possible d’éliminer les pertes de cuivre supplémentaires, bien que cela puisse exiger une taille de noyau formidable pour accueillir la plus grande surface de fenêtre d’enroulement essentielle, contrairement aux situations où seules les spécifications du noyau deviennent cruciales.

Comme nous l’avons compris jusqu’à présent, un mode de fonctionnement DCM permet l’utilisation d’un transformateur de taille inférieure, possède une meilleure réponse transitoire et fonctionne avec des pertes de commutation minimales.

Par conséquent, ce mode devient fortement recommandé pour les circuits flyback spécifiés pour des tensions de sortie plus élevées avec des besoins en ampères relativement plus faibles.

Bien qu’il soit possible de concevoir un convertisseur flyback pour fonctionner avec les modes DCM ainsi que CCM, il faut se rappeler une chose : pendant la transition du mode DCM au mode CCM, cette fonction de décalage se transforme en un fonctionnement bipolaire, donnant lieu à une faible impédance pour le convertisseur.

Cette situation rend indispensable l’intégration de stratégies de conception supplémentaires, notamment diverses compensations de boucle (feedback) et de pente par rapport au système de boucle de courant interne. Pratiquement, cela implique que nous devons nous assurer que le convertisseur est principalement conçu pour un mode CCM, tout en étant capable de fonctionner avec un mode DCM lorsque des charges plus légères sont utilisées à la sortie.

Il peut être intéressant de savoir qu’en utilisant des modèles de transformateurs avancés, il peut devenir possible d’améliorer un convertisseur CCM par une régulation de charge plus propre et plus légère, ainsi qu’une régulation croisée élevée sur une large gamme de charge par le biais d’un transformateur à espacement étagé.

Dans de tels cas, un petit écartement du noyau est imposé par l’insertion d’un élément externe tel qu’un ruban isolant ou du papier, afin d’induire initialement une inductance élevée, et aussi de permettre le fonctionnement du CCM avec des charges plus légères. Nous en discuterons en détail une autre fois mes articles ultérieurs.

Avec des caractéristiques de mode DCM aussi polyvalentes, il n’est pas surprenant que cela devienne le choix populaire chaque fois qu’un SMPS sans tracas, efficace et de faible puissance doit être conçu.

Dans ce qui suit, nous allons apprendre les instructions étape par étape concernant la conception d’un convertisseur flyback en mode DCM.

Équations de conception du Flyback DCM et exigences de décision séquentielle

Étape#1:
Évaluer et estimer vos exigences de conception. Toute conception de SMPS doit commencer par l’évaluation et la détermination des spécifications du système. Vous aurez besoin de définir et d’allouer les paramètres suivants:

Nous savons que le paramètre d’efficacité est le crucial qui doit être décidé en premier, la façon la plus simple est d’aller est de fixer un objectif d’environ 75% à 80%, même si votre conception est une conception à faible coût. La fréquence de commutation dénotée comme

Fsw doit généralement être compromise tout en obtenant le meilleur de la taille du transformateur et des pertes encourues en raison de la commutation, et EMI. Ce qui implique que l’on peut avoir besoin de décider d’une fréquence de commutation au moins inférieure à 150kHz. Typiquement, cela peut être choisi entre une gamme de 50kHz et 100kHz.

En outre, dans le cas où il est nécessaire d’inclure plus d’une sortie pour la conception, la valeur de puissance maximale Pout devra être ajustée comme la valeur combinée des deux sorties.

Vous pouvez trouver intéressant de savoir que jusqu’à une époque récente, les conceptions SMPS conventionnelles les plus populaires avaient l’habitude d’avoir le mosfet et le contrôleur de commutation PWM comme deux étages isolés différents, intégrés ensemble sur une disposition PCB, mais aujourd’hui, dans les unités SMPS modernes, ces deux étages peuvent être trouvés intégrés à l’intérieur d’un paquet et fabriqués comme des circuits intégrés uniques.

Principalement, les paramètres qui sont généralement pris en compte lors de la conception d’un convertisseur SMPS flyback sont 1) l’application ou les spécifications de la charge, 2) le coût 3) la puissance de veille, et 4) les caractéristiques de protection supplémentaires.

Lorsque des CI intégrés sont utilisés, généralement les choses deviennent beaucoup plus faciles, car il suffit de calculer le transformateur et quelques composants passifs externes pour concevoir un convertisseur flyback optimal.

Entrez dans les détails concernant les calculs impliqués pour la conception d’un SMPS flaback.

Calcul du condensateur d’entrée Cin, et de la plage de tension continue d’entrée

Selon les spécifications de tension d’entrée et de puissance, la règle standard de sélection de Cin qui est également appelé condensateur de liaison CC peut être apprise à partir des explications suivantes :

Afin d’assurer une large gamme de fonctionnement, une valeur de 2uF par watt ou plus peut être choisie pour un condensateur de liaison CC, ce qui vous permettra d’avoir une bonne gamme de qualité pour ce composant.

Puis, il peut être nécessaire de déterminer la tension d’entrée CC minimale qui peut être obtenue en résolvant :

Où la décharge devient le rapport cyclique du condensateur de liaison CC, qui peut être grossièrement autour de 0,2

Dans la figure ci-dessus, nous pouvons visualiser la tension du condensateur de liaison CC. Comme indiqué, la tension d’entrée apparaît pendant la puissance de sortie maximale et la tension AC d’entrée minimale, tandis que la tension d’entrée DC maximale apparaît pendant la puissance d’entrée minimale (absence de charge) et pendant la tension AC d’entrée maximale.

En l’absence de charge, nous sommes en mesure de voir une tension d’entrée continue maximale, pendant laquelle le condensateur se charge au niveau du pic de la tension d’entrée alternative, et ces valeurs peuvent être exprimées avec l’équation suivante :

Étape3:

Évaluation de la tension induite par le Flyback VR, et de la contrainte de tension maximale sur le MOSFET VDS. La tension VR induite par le Flyback pourrait être comprise comme la tension induite aux bornes du côté primaire du transformateur lorsque le mosfet Q1 est en condition d’arrêt.

La fonction ci-dessus a à son tour un impact sur la valeur nominale VDS maximale du mosfet, qui peut être confirmée et identifiée en résolvant l’équation suivante :

Où, Vspike est la pointe de tension générée en raison de l’inductance de fuite du transformateur.

Pour commencer, un Vspike de 30% hors de VDSmax peut être pris.

La liste suivante nous indique combien de tension réfléchie ou de tension induite peut être recommandée pour un MOSFET classé 650V à 800V, et ayant une valeur limite initiale VR inférieure à 100V pour une vaste gamme de tension d’entrée prévue.

Le choix de la bonne VR peut être un marchandage entre le niveau de contrainte de tension sur le redresseur secondaire, et les spécifications du mosfet côté primaire.

Si VR est sélectionné très haut à travers un rapport de tour augmenté, donnerait lieu à un plus grand VDSmax, mais à un niveau plus faible de contrainte de tension sur la diode côté secondaire.

Et si VR est sélectionné trop petit à travers un rapport de tour plus petit, ferait que VDSmax soit plus petit, mais entraînerait une augmentation du niveau de contrainte sur la diode côté secondaire.

Un plus grand VDSmax côté primaire assurerait non seulement un niveau de stress plus faible sur la diode côté secondaire et une réduction du courant primaire, mais permettrait également de mettre en œuvre une conception rentable.

Flyback avec le mode DCM

Comment calculer Dmax en fonction de Vréfléchi et Vinmin

Un rapport cyclique maximal peut être attendu à des instances de VDCmin. Pour cette situation, nous pouvons concevoir le transformateur le long des seuils de DCM et CCM. Dans ce cas, le rapport cyclique pourrait être présenté comme:

Étape4 :

Comment calculer le courant d’inductance primaire

Dans cette étape, nous allons calculer l’inductance primaire et le courant de pointe primaire.

Les formules suivantes pourraient être utilisées pour identifier le courant de pointe du primaire:

Une fois que ce qui précède est réalisé, nous pouvons aller de l’avant et calculer l’inductance du primaire en utilisant la formule suivante, dans les limites du rapport cyclique maximum.

Il faut faire attention au flyback, il ne doit pas passer en mode CCM en raison de toute forme de conditions de surcharge, et pour cela la spécification de puissance maximale doit être considérée lors du calcul de Poutmax dans l’équation#5. La condition mentionnée peut également se produire dans le cas où l’inductance est augmentée au-dessus de la valeur Lprimax, alors prenez note de ceux-ci.

Étape5:

Comment sélectionner la qualité et la taille optimales du noyau:

Il pourrait sembler assez intimidant tout en sélectionnant la bonne spécification et structure du noyau si vous concevez un flyback pour la première fois. Puisque cela peut impliquer un nombre important de facteurs et de variables à considérer. Quelques-unes d’entre elles qui peuvent être cruciales sont la géométrie du noyau (par exemple, noyau EE/ noyau RM/ noyau PQ, etc.), la dimension du noyau (par exemple, EE19, RM8, PQ20, etc.) et le matériau du noyau (par exemple, 3, 3F, 3F, 3F, 3F, 3F, 3F, etc.).C96. TP4, 3F3 etc).

Si vous ne savez pas comment procéder avec les spécifications ci-dessus, un moyen efficace de contrer ce problème pourrait être de se référer à un guide de sélection de noyau standard par le fabricant de noyau, ou vous pouvez également prendre l’aide du tableau suivant qui vous donne grossièrement les dimensions standard tout en concevant un flyback DCM 65kHz, avec référence à la puissance de sortie.

Une fois que vous avez terminé avec la sélection de la taille du noyau, il est temps de sélectionner la bobine correcte, qui pourrait être acquise selon la fiche technique du noyau. Des propriétés supplémentaires de la bobine telles que le nombre de broches, le montage sur PCB ou SMD, le positionnement horizontal ou vertical tout cela peut également devoir être considéré comme la conception préférée

Le matériau du noyau est également crucial et doit être sélectionné en fonction de la fréquence, de la densité de flux magnétique et des pertes du noyau.

Pour commencer, vous pouvez essayer des variantes avec le nom 3F3, 3C96, ou TP4A, n’oubliez pas que les noms des matériaux de noyau disponibles peuvent être différents pour des types identiques selon la fabrication particulière.

Comment calculer les tours ou l’enroulement primaire minimum

Où le terme Bmax signifie la densité de flux maximale de fonctionnement, Lpri vous informe sur l’inductance primaire, Ipri devient le courant de pointe primaire, tandis que Ae identifie la surface de section transversale du type de noyau sélectionné.

Il faut se rappeler que le Bmax ne doit jamais dépasser la densité de flux saturante (Bsat) telle que spécifiée dans la fiche technique du matériau du noyau. Vous pouvez trouver de légères variations de Bsat pour les noyaux de ferrite en fonction des spécifications telles que le type de matériau et la température ; cependant, une majorité d’entre eux auront une valeur proche de 400mT.

Si vous ne trouvez pas de données de référence détaillées, vous pouvez opter pour un Bmax de 300mT. Bien que la sélection d’un Bmax plus élevé puisse aider à avoir un nombre réduit de tours primaires et une conduction plus faible, la perte de noyau peut augmenter de manière significative. Essayez d’optimiser entre les valeurs de ces paramètres, de sorte que la perte de noyau et la perte de cuivre soient toutes deux maintenues dans des limites acceptables.

Etape 6:

Comment calculer le nombre de tours pour la sortie secondaire principale (Ns) et les sorties auxiliaires diverses (Naux)

Pour déterminer les tours secondaires, nous devons d’abord trouver le rapport de tours (n), qui peut être calculé à l’aide de la formule suivante :

Où Np est le nombre de tours primaires, et Ns est le nombre de tours secondaires, Vout signifie la tension de sortie, et VD nous renseigne concernant la chute de tension aux bornes de la diode secondaire.

Pour calculer les spires des sorties auxiliaires pour une valeur Vcc désirée, la formule suivante peut être utilisée:

Un enroulement auxiliaire devient crucial dans tous les convertisseurs flyback pour fournir l’alimentation initiale de démarrage au circuit intégré de commande. Cette alimentation VCC est normalement utilisée pour alimenter le circuit intégré de commutation du côté primaire et pourrait être fixée selon la valeur donnée dans la fiche technique du circuit intégré. Si le calcul donne une valeur non entière, il suffit de l’arrondir en utilisant la valeur entière supérieure juste au-dessus de ce nombre non entier.

Comment calculer la taille du fil pour l’enroulement de sortie sélectionné

Pour calculer correctement la taille des fils pour plusieurs enroulements, nous devons d’abord trouver la spécification du courant efficace pour chaque enroulement.

Cela peut être fait avec les formules suivantes:

Comme point de départ, une densité de courant de 150 à 400 milles circulaires par Ampère, pourrait être utilisée pour déterminer le calibre du fil. Le tableau suivant montre la référence pour sélectionner le calibre de fil approprié en utilisant 200M/A, en fonction de la valeur du courant efficace. Il vous indique également le diamètre du fil et l’isolation de base pour une jauge assortie de fils de cuivre super émaillés.

Étape8:

Envisager la construction du transformateur et l’itération de la conception de l’enroulement

Après avoir fini de déterminer les paramètres du transformateur discutés ci-dessus, il devient crucial d’évaluer comment adapter la dimension du fil et le nombre de tours dans la taille calculée du noyau du transformateur, et la bobine spécifiée. Pour y parvenir de manière optimale, plusieurs itérations ou expérimentations peuvent être nécessaires pour optimiser la spécification du noyau en référence à l’épaisseur du fil et au nombre de tours.

La figure suivante indique la surface d’enroulement pour un noyau EE donné. En référence à l’épaisseur de fil calculée et au nombre de tours pour l’enroulement individuel, il peut être possible d’estimer approximativement si l’enroulement s’adaptera ou non à la zone d’enroulement disponible (w et h). Si l’enroulement ne s’adapte pas, alors l’un des paramètres parmi le nombre de tours, l’épaisseur du fil ou la taille du noyau, ou plus d’un paramètre peut nécessiter un réglage fin jusqu’à ce que l’enroulement s’adapte de manière optimale.

La disposition de l’enroulement est cruciale puisque la performance de travail, et la fiabilité du transformateur, en dépendent de manière significative. Il est recommandé d’employer une disposition ou une structure en sandwich pour l’enroulement afin de limiter les fuites d’inductance, comme indiqué dans la Fig5.

Aussi, afin de satisfaire et de se conformer aux règles de sécurité internationales, la conception doit avoir une gamme suffisante d’isolation à travers les couches primaires et secondaires de l’enroulement. Ceci peut être assuré en employant une structure d’enroulement de marge, ou en utilisant un fil secondaire ayant une cote de fil à triple isolation, comme indiqué dans la figure respective suivante

L’utilisation d’un fil à triple isolation pour l’enroulement secondaire devient l’option la plus facile pour affirmer rapidement les lois de sécurité internationales concernant les conceptions de SMPS flyback. Cependant, de tels fils renforcés peuvent avoir une épaisseur un peu plus élevée par rapport à la variante normale obligeant l’enroulement à occuper plus d’espace, et peuvent nécessiter un effort supplémentaire pour s’adapter dans la bobine sélectionnée.

Étape 9

Comment concevoir le circuit de pince primaire

Dans la séquence de commutation, pour les périodes OFF du mosfet, une pointe de tension élevée sous la forme d’une inductance de fuite est soumise à travers le drain/source du mosfet, ce qui pourrait entraîner un claquage par avalanche, endommageant finalement le mosfet.

Pour contrer cela, un circuit de serrage est généralement configuré à travers l’enroulement primaire, ce qui limite instantanément la pointe générée à une certaine valeur inférieure sûre.

Vous trouverez un couple de conceptions de circuits de serrage qui peuvent être incorporés à cette fin, comme le montre la figure suivante.

Ce sont à savoir le serrage RCD, et le serrage à diode/Zener, où ce dernier est beaucoup plus facile à configurer et à mettre en œuvre que la première option. Dans ce circuit de pincement, nous utilisons une combinaison d’une diode de redressement et d’une diode Zener haute tension comme un TVS (suppresseur de tension transitoire) pour le pincement de la pointe de surtension.

La fonction de la diode Zener est d’écrêter ou de limiter efficacement la pointe de tension jusqu’à ce que la tension de fuite soit entièrement shuntée par la diode Zener. L’avantage d’une pince Zener à diode est que le circuit s’active et se bloque uniquement lorsque la valeur combinée de VR et Vspike dépasse la spécification de claquage de la diode Zener, et inversement, tant que le pic est inférieur au claquage Zener ou à un niveau sûr, la pince peut ne pas se déclencher du tout, ne permettant aucune dissipation de puissance inutile.

Comment choisir le calibre de la diode de clampage/Zener

Il doit toujours être le double de la valeur de la tension réfléchie VR, ou de la tension de pointe supposée.
La diode de redressement doit être à récupération ultra-rapide ou une diode de type schottky ayant un calibre supérieur à la tension maximale du lien continu.

L’option alternative de clampage de type RCD a l’inconvénient de ralentir le dv/dt du MOSFET. Ici, le paramètre de résistance de la résistance devient crucial tout en limitant le pic de tension. Si une faible valeur de Rclamp est sélectionnée, elle améliorera la protection contre les pics de tension mais pourrait augmenter la dissipation et gaspiller de l’énergie. Inversement, si une valeur Rclamp plus élevée est sélectionnée, cela aiderait à minimiser la dissipation mais pourrait ne pas être aussi efficace pour supprimer les pointes.

Référant à la figure ci-dessus, pour s’assurer que VR = Vspike, la formule suivante pourrait être utilisée

Où Lleak signifie l’inductance du transformateur, et pourrait être trouvé en faisant un court-circuit à travers l’enroulement secondaire, ou alternativement, une valeur de règle empirique pourrait être incorporée en appliquant 2 à 4% de la valeur de l’inductance primaire.

Dans ce cas, le condensateur Cclamp doit être sensiblement grand inhiber une augmentation de la tension pendant la période d’absorption de l’énergie de fuite.

La valeur de Cclamp peut être choisie entre 100pF et 4,7nF, l’énergie stockée à l’intérieur de ce condensateur sera déchargée et rafraîchie par Rclamp rapidement pendant eacj cycle de commutation.

Etape10

Comment sélectionner la diode redresseuse de sortie

Cela peut être calculé en utilisant la formule présentée ci-dessus.

Assurez-vous de sélectionner les spécifications telles que la tension inverse maximale ou le VRRM de la diode n’est pas inférieure à 30% de la VRVdiode, et assurez-vous également que la FI ou la spécification du courant direct d’avalanche est au minimum 50% supérieure à l’IsecRMS. De préférence, optez pour une diode schottky pour minimiser les pertes de conduction.

Avec un circuit DCM, le courant de pointe Flyback peut être élevé, donc essayez de sélectionner une diode ayant une tension directe inférieure et des spécifications de courant relativement plus élevées, en ce qui concerne le niveau d’efficacité souhaité.

Étape11

Comment sélectionner la valeur du condensateur de sortie

Sélectionner un condensateur de sortie correctement calculé tout en concevant un flyback peut être extrêmement crucial, car dans une topologie flyback l’énergie inductive stockée est indisponible entre la diode et le condensateur, ce qui implique que la valeur du condensateur doit être calculée en considérant 3 critères importants :

1) la capacité
2) l’ESR
3) le courant efficace

La valeur minimale possible pourrait être identifiée en fonction de la tension d’ondulation de sortie crête à crête maximale acceptable, et peut être identifiée par la formule suivante :

où Ncp signifie le nombre d’impulsions d’horloge côté primaire requises par la rétroaction de contrôle pour contrôler le droit à partir des valeurs maximale et minimale spécifiées. Cela peut typiquement nécessiter environ 10 à 20 cycles de commutation.
Iout désigne le courant de sortie maximal (Iout = Poutmax / Vout).

Pour identifier la valeur efficace maximale du condensateur de sortie, utilisez la formule suivante :

Pour une fréquence de commutation élevée spécifiée du flyback, le courant de pointe maximal du côté secondaire du transformateur générera une tension d’ondulation élevée correspondante, imposée à travers l’ESR équivalent du condensateur de sortie. Compte tenu de cela, il faut s’assurer que la valeur nominale ESRmax du condensateur ne dépasse pas la capacité de courant d’ondulation acceptable spécifiée du condensateur.

La conception finale peut fondamentalement inclure la valeur nominale de tension souhaitée, et la capacité de courant d’ondulation du condensateur, basée sur le rapport réel de la tension et du courant de sortie sélectionnés du flyback.

Assurez-vous que la valeur ESR est déterminée à partir de la fiche technique sur la base de la fréquence supérieure à 1kHz, qui peut être typiquement supposée être entre 10kHz à 100kHz.

Il serait intéressant de noter qu’un condensateur solitaire avec une spécification ESR faible peut être suffisant pour contrôler l’ondulation de sortie. Vous pouvez essayer d’inclure un petit filtre LC pour des courants de pointe plus élevés, surtout si le flyback est conçu pour fonctionner avec un mode DCM, ce qui pourrait garantir un contrôle de la tension d’ondulation raisonnablement bon à la sortie.

Etape12

Autres considérations importantes:

A) Comment sélectionner la tension et le courant nominal, pour le redresseur à pont côté primaire.

Cela peut être fait à travers l’équation ci-dessus.

Dans cette formule PF représente le facteur de puissance de l’alimentation, nous pouvons appliquer 0,5 dans le cas où une référence appropriée devient hors de portée. Pour le pont redresseur, sélectionnez les diodes ou le module ayant un ampérage direct 2 fois supérieur à l’IACRMS. Pour la tension nominale, elle pourrait être sélectionnée à 600V pour une spécification d’entrée maximale de 400V AC.

B) Comment sélectionner la résistance de détection de courant (Rsense):

Elle peut être calculée avec l’équation suivante. La résistance de détection Rsense est incorporée pour interpréter la puissance maximale à la sortie du flyback. La valeur de Vcsth pourrait être déterminée en se référant à la fiche technique du circuit intégré du contrôleur, Ip(max) signifie le courant primaire.

C). Sélection de la VCC du condensateur:

Une valeur de capacité optimale est cruciale pour que le condensateur d’entrée rende une période de démarrage appropriée. Typiquement, toute valeur entre 22uF à 47uF fait bien le travail. Cependant, si cette valeur est choisie beaucoup plus basse, cela pourrait déclencher un « verrouillage de sous tension » sur le contrôleur IC, avant que le Vcc soit capable de se développer par le convertisseur. Au contraire une valeur de capacité plus grande pourrait entraîner un retard indésirable du temps de démarrage du convertisseur.

En outre, assurez-vous que ce condensateur est de la meilleure qualité, ayant un très bon ESR et des spécifications de courant d’ondulation, à égalité avec les spécifications du condensateur de sortie. Il est fortement recommandé de connecter un autre condensateur de plus petite valeur, de l’ordre de 100nF, parallèlement au condensateur discuté ci-dessus, et aussi près que possible des broches Vcc/terre du CI contrôleur.

D) Configuration de la boucle de rétroaction :

La compensation de la boucle de rétroaction devient importante pour arrêter la génération d’oscillations. La configuration de la compensation de la boucle peut être plus simple pour le flyback en mode DCM qu’un CCM, en raison de l’absence de « zéro demi-plan droit » dans l’étage de puissance et donc aucune compensation n’est appelée.

Comme indiqué la figure ci-dessus un RC (Rcomp, Ccomp) simple devient le plus souvent juste assez pour maintenir une bonne stabilité à travers la boucle. En général, la valeur de Rcomp peut être choisie n’importe quoi entre 1K et 20K, tandis que Ccomp pourrait être dans la gamme de 100nF et 470pF.