How to Design a Flyback Converter – Comprehensive Tutorial

A flyback konfiguráció az SMPS alkalmazások tervezésénél előnyben részesített topológia, elsősorban azért, mert garantálja a kimeneti egyenáram teljes izolálását a bemeneti hálózati váltakozó áramtól. További jellemzői közé tartozik az alacsony gyártási költség, az egyszerűbb tervezés és az egyszerűbb megvalósítás. A flyback átalakítók alacsony áramú DCM változata, amelyek 50 wattnál alacsonyabb kimeneti specifikációt tartalmaznak, szélesebb körben használatosak, mint a nagyobb, nagyáramú társaik.

Ismerjük meg a részleteket átfogó magyarázattal a következő bekezdéseken keresztül:

Átfogó tervezési útmutató az off-line fix frekvenciájú DCM Flyback Converter

Flyback működési módok:

Az alábbiakban a flyback átalakító alapvető kapcsolási rajzát látjuk. A fő szakaszok ebben a kialakításban a transzformátor, a Q1 kapcsoló teljesítmény-mosfet az elsődleges oldalon, a híd egyenirányító a D1 szekunder oldalon, egy szűrőkondenzátor a D1 kimenetének simítására, és egy PWM vezérlőfokozat, amely lehet egy IC vezérelt áramkör.

Ez a fajta flyback-konstrukció lehet CCM (folyamatos vezetési mód) vagy DCM (diszkontinuus vezetési mód) működési mód, attól függően, hogy a T1 teljesítmény-MOSFET hogyan van konfigurálva.

Lényegében a DCM üzemmódban a transzformátor primerében tárolt teljes elektromos energiát átvisszük a szekunder oldalon minden egyes alkalommal, amikor a MOSFET a kapcsolási ciklusai során kikapcsol (más néven flyback-periódus), ami ahhoz vezet, hogy a primer oldali áram nulla potenciált ér el, mielőtt a T1 a következő kapcsolási ciklusban újra be tudna kapcsolni.

A CCM üzemmódban a primerben tárolt elektromos energia nem kap lehetőséget arra, hogy teljes mértékben átkerüljön vagy indukálódjon a szekunderen keresztül.

Ez azért van, mert a PWM-vezérlő minden egyes következő kapcsolási impulzusa bekapcsolja a T1-et, mielőtt a transzformátor a teljes tárolt energiát átadná a terhelésnek. Ez azt jelenti, hogy a flyback áram (ILPK és ISEC) soha nem érheti el a nulla potenciált az egyes kapcsolási ciklusok során.

A két üzemmód közötti különbséget a következő ábrán a transzformátor primer és szekunder szakaszán átmenő áramhullámformák mintázatán keresztül láthatjuk.

Mind a DCM, mind a CCM üzemmódnak megvannak a maga sajátos előnyei, amelyeket a következő táblázatból ismerhetünk meg:

A CCM üzemmóddal összehasonlítva a DCM áramkör nagyobb csúcsáramszinteket igényel a transzformátor szekunder oldalán az optimális teljesítmény biztosítása érdekében. Ez viszont megköveteli, hogy a primer oldalt nagyobb effektív áramra méretezzék, ami azt jelenti, hogy a MOSFET-et a megadott magasabb tartományra kell méretezni.

Azokban az esetekben, amikor a tervezést a bemeneti áram és az alkatrészek korlátozott tartományával kell megépíteni, akkor általában CCM üzemmódú fybacket választanak, ami lehetővé teszi, hogy a tervezés viszonylag kisebb szűrőkondenzátort és alacsonyabb vezetési veszteséget alkalmazzon a MOSFET-en és a transzformátoron).

A CCM kedvezővé válik olyan körülmények között, ahol a bemeneti feszültség alacsonyabb, míg az áram magasabb ( 6 amper fölött), olyan tervek, amelyek több mint 50 wattos teljesítményre méretezhetők, kivéve az 5 V-os kimeneteknél, ahol a teljesítmény specifikáció alacsonyabb lehet 50 wattnál.

A fenti kép a flyback üzemmódok primer oldali áramválaszát és a háromszög és trapéz hullámformájuk közötti megfelelő kapcsolatot mutatja.

IA a háromszög hullámformán jelzi a minimális inicializálási pontot, amely nullának tekinthető, a MOSFET bekapcsolási időszakának kezdetén, valamint a transzformátor primer tekercsében a MOSFET újra bekapcsolásáig tartó időben a CCM üzemmód során fennmaradó magasabb áramcsúcsszintet.

IB az áram nagyságának végpontjaként fogható fel, amíg a mosfet kapcsoló be van kapcsolva (Ton intervallum).

A normált áramérték IRMS az Y tengelyen a K tényező (IA/IB) függvényeként tekinthető.

Ez szorzóként használható, ha az ellenállási veszteségeket válogatott számú hullámformára kell kiszámítani egy lapos felső hullámformával rendelkező trapéz hullámformára való hivatkozással.

Ez a transzformátor tekercselésének és a tranzisztoroknak vagy diódáknak az extra elkerülhetetlen egyenáramú vezetési veszteségeit is bemutatja az áram hullámforma függvényeként. Ezeket a tanácsokat felhasználva a tervező ilyen jól kiszámított átalakítótervezéssel akár 10-15% -os vezetési veszteségeket is megelőzhet.

A fenti kritériumok figyelembevétele jelentősen meghatározóvá válhat a nagy RMS-áramok kezelésére tervezett alkalmazásoknál, és az optimális hatékonyságot mint fő jellemzőket követeli meg.

Elképzelhető, hogy az extra rézveszteségek kiküszöbölhetők, bár ez félelmetes magméretet igényelhet a lényeges nagyobb tekercselési ablakfelület befogadásához, ellentétben azokkal a helyzetekkel, ahol csak a mag specifikációi válnak döntővé.

Amint eddig megértettük, a DCM üzemmód lehetővé teszi egy kisebb méretű transzformátor használatát, nagyobb tranziens reakcióval rendelkezik és minimális kapcsolási veszteségekkel működik.

Ezért ez az üzemmód erősen ajánlottá válik a magasabb kimeneti feszültségre specifikált, viszonylag alacsonyabb amperigényű flyback áramkörök számára.

Még ha lehetséges is úgy tervezni egy flyback átalakítót, hogy DCM és CCM üzemmóddal is működjön, egy dolgot nem szabad elfelejteni: a DCM-ről CCM üzemmódra való átmenet során ez az átkapcsolási funkció 2-pólusúvá alakul át, ami az átalakító alacsony impedanciáját eredményezi.

Ez a helyzet szükségessé teszi további tervezési stratégiák beépítését, beleértve a különböző hurok (visszacsatolás) és meredekség-kompenzációt a belső áramhurok rendszerrel kapcsolatban. Gyakorlatilag ez azt jelenti, hogy gondoskodnunk kell arról, hogy az átalakítót elsősorban CCM üzemmódra tervezzük, ugyanakkor képes legyen DCM üzemmóddal működni, amikor a kimeneten könnyebb terheléseket használunk.

Érdekes lehet tudni, hogy fejlett transzformátormodellek alkalmazásával lehetővé válhat a CCM átalakító továbbfejlesztése tisztább és könnyebb terhelésszabályozással, valamint nagy keresztszabályozással széles terhelési tartományban egy lépcsős rés-transzformátoron keresztül.

Ilyen esetekben egy kis maghézagot kényszerítenek ki egy külső elem, például szigetelőszalag vagy papír behelyezésével, hogy kezdetben nagy induktivitást indukáljanak, és a CCM működést könnyebb terhelésekkel is lehetővé tegyék. Ezt részletesen megvitatjuk egy másik alkalommal a későbbi cikkeimben.

Ilyen sokoldalú DCM üzemmódbeli jellemzőkkel nem meglepő, hogy ez lesz a népszerű választás, amikor egy problémamentes, hatékony és alacsony teljesítményű SMPS-t kell tervezni.

A következőkben lépésről lépésre megtanuljuk a DCM üzemmódú flyback átalakító tervezésével kapcsolatos utasításokat.

DCM Flyback tervezési egyenletek és szekvenciális döntési követelmények

Step#1:
A tervezési követelmények felmérése és becslése. Minden SMPS-tervezést a rendszer specifikációinak felmérésével és meghatározásával kell kezdeni. Meg kell határoznia és ki kell osztania a következő paramétereket:

Tudjuk, hogy a hatékonysági paraméter a döntő, amelyet először kell eldönteni, a legegyszerűbb módja az, ha 75% és 80% körüli célt tűz ki, még akkor is, ha a tervezése alacsony költségű tervezés. A

Fsw-ként jelölt kapcsolási frekvenciát általában kompromisszumot kell kötni, miközben a transzformátor méretének és a kapcsolásból eredő veszteségeknek, valamint az EMI-nek a legjobbat kell elérnie. Ami azt jelenti, hogy legalább 150 kHz alatti kapcsolási frekvenciáról kell dönteni. Általában ezt az 50kHz és 100kHz közötti tartományban lehet kiválasztani.

Továbbá, ha egynél több kimenetet kell bevonni a tervezéshez, a Pout maximális teljesítményértéket a két kimenet kombinált értékeként kell beállítani.

Érdekes lehet tudni, hogy a közelmúltig a legnépszerűbb hagyományos SMPS-terveknél a mosfet és a PWM kapcsolóvezérlő két különböző izolált szakaszként szerepelt, amelyeket egy PCB elrendezésen keresztül integráltak, de manapság a modern SMPS egységekben ez a két szakasz egy csomagba ágyazva található, és egyetlen IC-ként gyártják.

A flyback SMPS átalakító tervezése során jellemzően a következő paramétereket veszik figyelembe: 1) Az alkalmazás vagy a terhelés specifikációi, 2) Költségek 3) Készenléti teljesítmény és 4) További védelmi funkciók.

Amikor beágyazott IC-ket használnak, a dolgok általában sokkal egyszerűbbé válnak, mivel az optimális flyback átalakító tervezéséhez csak a transzformátort és néhány külső passzív alkatrészt kell kiszámítani.

Lássuk a részleteket a flaback SMPS tervezéséhez szükséges számításokkal kapcsolatban.

A bemeneti kondenzátor Cin és a bemeneti egyenfeszültség-tartomány kiszámítása

A bemeneti feszültségtől és a teljesítményspecifikációktól függően a Cin kiválasztásának standard szabálya, amelyet DC link kondenzátornak is neveznek, a következő magyarázatokból megismerhető:

A széles működési tartomány biztosítása érdekében 2uF per watt vagy magasabb értéket lehet választani DC link kondenzátornak, ami lehetővé teszi, hogy jó minőségű tartományt kapjon ez az alkatrész.

Ezután szükség lehet a minimális DC bemeneti feszültség meghatározására, amelyet a következő megoldással kaphatunk:

Ahol a kisülés lesz a DC link kondenzátor szolgálati aránya, amely nagyjából 0,2 körül lehet

A fenti ábrán a DC link kondenzátor feszültségét tudjuk megjeleníteni. Mint látható, a bemeneti feszültség maximális kimeneti teljesítmény és minimális bemeneti váltakozó feszültség mellett keletkezik, míg a maximális egyenáramú bemeneti feszültség minimális bemeneti teljesítmény (terhelés hiányában) és maximális bemeneti váltakozó feszültség mellett keletkezik.

A terhelés nélküli állapotban maximális DC bemeneti feszültséget láthatunk, amely során a kondenzátor a bemeneti AC feszültség csúcsszintjén töltődik fel, és ezek az értékek a következő egyenlettel fejezhetők ki:

Step3:

A Flyback indukált VR feszültség és a MOSFET VDS maximális feszültségfeszültségének kiértékelése. A Flyback indukált VR feszültséget úgy lehet értelmezni, mint a transzformátor primer oldalán indukált feszültséget, amikor a Q1 mosfet kikapcsolt állapotban van.

A fenti függvény viszont hatással van a mosfet maximális VDS névleges értékére, ami a következő egyenlet megoldásával erősíthető meg és azonosítható:

ahol, Vspike a transzformátor szivárgási induktivitása miatt keletkező feszültségcsúcs.

Kezdésnek a VDSmax-ból 30%-os Vspike-ot lehet venni.

A következő listából megtudhatjuk, hogy egy 650V és 800V közötti névleges MOSFET esetében mekkora visszavert feszültség vagy indukált feszültség ajánlható, és egy várhatóan hatalmas bemeneti feszültségtartományban 100V-nál alacsonyabb VR kezdeti határértékkel rendelkezik.

A megfelelő VR kiválasztása alku lehet a szekunder egyenirányító feletti feszültségterhelés szintje és a primer oldali mosfet specifikációk között.

Ha a VR-t nagyon nagyra választjuk megnövelt fordulatszámon keresztül, nagyobb VDSmax-ot eredményezne, de a szekunder oldali dióda feszültségterhelésének alacsonyabb szintjét.

És ha a VR-t túl kicsire választjuk meg kisebb fordulatszámon keresztül, akkor a VDSmax kisebb lenne, de a szekunder dióda feszültségszintjének növekedését eredményezné.

A nagyobb primer oldali VDSmax nemcsak a szekunder oldali dióda alacsonyabb feszültségszintjét és a primer áram csökkenését biztosítaná, hanem lehetővé tenné a költséghatékony kialakítás megvalósítását is.

Flyback DCM üzemmóddal

Hogyan számítsuk ki a Dmax-ot a Vreflektor és a Vinmin függvényében

A VDCmin példányainál várható a maximális működési ciklus. Erre a helyzetre a DCM és a CCM küszöbértékek mentén tervezhetjük a transzformátort. Ebben az esetben az üzemi ciklust a következőképpen lehetne bemutatni:

4. lépés:

Hogyan számoljuk ki a primer induktivitási áramot

Ezzel a lépéssel kiszámítjuk a primer induktivitást és a primer csúcsáramot.

A primer csúcsáram azonosítására a következő képleteket használhatjuk:

Amikor a fentieket elértük, továbbléphetünk és a következő képlet segítségével kiszámíthatjuk a primer induktivitást, a maximális munkaciklus határain belül.

Vigyázni kell a flybackre, az nem mehet át CCM üzemmódba semmiféle túlterhelési körülmény miatt, és ehhez a maximális teljesítmény specifikációt kell figyelembe venni a Poutmax kiszámításakor az 5. egyenletben. Az említett állapot abban az esetben is előfordulhat, ha az induktivitás az Lprimax érték fölé emelkedik, ezért vegye figyelembe ezeket.

Step5:

Hogyan válasszuk ki az optimális magminőséget és méretet:

A megfelelő magspecifikáció és szerkezet kiválasztása során meglehetősen félelmetesnek tűnhet, ha először tervez egy flybacket. Mivel ez jelentős számú tényezőt és változót foglalhat magában, amelyeket figyelembe kell venni. Néhány ezek közül, amelyek kulcsfontosságúak lehetnek, a mag geometriája (pl. EE mag/RM mag/PQ mag stb.), a mag mérete (pl. EE19, RM8 PQ20 stb.) és a mag anyaga (pl. 3C96. TP4, 3F3 stb.).

Ha nem tudja, hogyan kell eljárni a fenti specifikációkkal, hatékony módja lehet ennek a problémának az ellensúlyozására, hogy hivatkozzon a mag gyártójának szabványos magválasztási útmutatójára, vagy a következő táblázat segítségét is igénybe veheti, amely nagyjából megadja a szabványos magméreteket egy 65 kHz-es DCM flyback tervezése során, a kimeneti teljesítményre való hivatkozással.

Mihelyt végzett a magméret kiválasztásával, itt az ideje kiválasztani a megfelelő orsót, amelyet a mag adatlapja szerint lehet beszerezni. Az orsó további tulajdonságait, például a csapok számát, a PCB-szerelést vagy az SMD-szerelést, a vízszintes vagy függőleges elhelyezést mindezeket is figyelembe kell venni, mint az előnyben részesített kialakítást

A mag anyaga is döntő fontosságú, és a frekvencia, a mágneses fluxussűrűség és a magveszteségek alapján kell kiválasztani.

Kezdésnek megpróbálkozhat a 3F3, 3C96 vagy TP4A nevű változatokkal, ne feledje, hogy a rendelkezésre álló maganyag nevei eltérőek lehetnek az azonos típusok esetében az adott gyártótól függően.

Hogyan számítsuk ki a minimális primer fordulatszámot vagy tekercselést

Ahol a Bmax kifejezés az üzemi maximális fluxussűrűséget jelenti, az Lpri a primer induktivitásról árulkodik, az Ipri a primer csúcsáram lesz, míg az Ae a kiválasztott magtípus keresztmetszeti területét azonosítja.

Nem szabad elfelejteni, hogy a Bmax soha nem haladhatja meg a maganyag adatlapján megadott telítődő fluxussűrűséget (Bsat). A ferritmagok esetében a Bsat értékében kisebb eltéréseket találhat a specifikációktól, például az anyagtípustól és a hőmérséklettől függően; ezek többsége azonban 400mT közeli értékkel rendelkezik.

Ha nem talál részletes referenciaadatokat, akkor a Bmax értéke 300mT lehet. Bár a magasabb Bmax kiválasztása segíthet abban, hogy kevesebb primer fordulatszám és alacsonyabb vezetés legyen, a magveszteség jelentősen megnövekedhet. Próbáljon meg optimalizálni e paraméterek értékei között úgy, hogy a magveszteség és a rézveszteség egyaránt elfogadható határokon belül maradjon.

6. lépés:

Hogyan számítsuk ki a fordulatok számát a fő szekunder kimenethez (Ns) és a különféle segédkimenetekhez (Naux)

A szekunder fordulatok meghatározásához először meg kell találnunk a fordulatszámot (n), amely a következő képlet segítségével számítható ki:

Ahol Np az elsődleges fordulatok, és Ns a szekunder fordulatok száma, Vout a kimeneti feszültséget jelenti, és VD a szekunder diódán keresztüli feszültségesésről tájékoztat.

A segédkimenetek fordulatainak kiszámításához egy kívánt Vcc-értékhez a következő képlet használható:

A segédtekercselés minden flyback átalakítóban kulcsfontosságúvá válik a vezérlő IC kezdeti indítási tápellátásának biztosításához. Ezt a VCC tápellátást általában a kapcsoló IC tápellátására használják az elsődleges oldalon, és az IC adatlapján megadott értéknek megfelelően lehet rögzíteni. Ha a számítás nem egész értéket ad, egyszerűen kerekítse le a nem egész szám feletti felső egész értékkel.

Hogyan számítsuk ki a kiválasztott kimeneti tekercs vezetékméretét

A több tekercs vezetékméretének helyes kiszámításához először meg kell találnunk az egyes tekercsek RMS áram specifikációját.

Ez a következő képletekkel elvégezhető:

A vezeték méretének meghatározásához kiindulási pontként 150-400 körmilliméter/amper áramsűrűséget lehet felhasználni. A következő táblázat a megfelelő huzalvastagság kiválasztásához a 200M/A felhasználásával, az effektív áramértéknek megfelelő referenciát mutatja be. Megmutatja továbbá a huzal átmérőjét és az alapszigetelést a szuperzománcozott rézhuzalok válogatott mérőszámaihoz.

8. lépés:

A transzformátor felépítésének és a tekercselés kialakításának megfontolása Iteráció

Azt követően, hogy befejezte a fent tárgyalt transzformátor paraméterek meghatározását, döntő fontosságúvá válik annak értékelése, hogy a kiszámított transzformátor magméreten és a megadott orsón belül hogyan illeszkedik a huzal mérete és a fordulatszám. Ahhoz, hogy ezt optimálisan eltaláljuk, több iterációra vagy kísérletezésre lehet szükség a mag specifikációjának optimalizálásához a huzalméret és a fordulatok száma tekintetében.

A következő ábra a tekercselési területet mutatja egy adott EE maghoz. A számított huzalvastagság és az egyes tekercsek fordulatszámának figyelembevételével hozzávetőlegesen megbecsülhető, hogy a tekercsezés belefér-e a rendelkezésre álló tekercselési területbe (w és h) vagy sem. Ha a tekercselés nem illeszkedik, akkor a tekercsek száma, a huzalvastagság vagy a mag mérete közül valamelyik paraméter, vagy 1-nél több paraméter finomhangolására lehet szükség, amíg a tekercselés optimálisan illeszkedik.

A tekercselés elrendezése kulcsfontosságú, mivel a transzformátor működési teljesítménye és megbízhatósága jelentősen függ tőle. Ajánlatos szendvics elrendezést vagy szerkezetet alkalmazni a tekercseléshez az induktivitás szivárgásának korlátozása érdekében, amint azt az 5. ábra

A nemzetközi biztonsági szabályok teljesítése és betartása érdekében a kialakításnak megfelelő szigetelési tartományt kell biztosítania a tekercselés primer és szekunder rétegén keresztül. Ez biztosítható margin-tekercselésű szerkezet alkalmazásával, vagy olyan szekunder huzal alkalmazásával, amely háromszorosan szigetelt huzal minősítéssel rendelkezik, amint azt a következő megfelelő ábra

A szekunder tekercseléshez háromszorosan szigetelt huzal alkalmazása a könnyebb lehetőség a flyback SMPS-kialakításokra vonatkozó nemzetközi biztonsági szabályok gyors megerősítésére. Az ilyen megerősített huzalok azonban a normál változathoz képest kicsit nagyobb vastagságúak lehetnek, ami arra kényszeríti a tekercselést, hogy több helyet foglaljon el, és további erőfeszítést igényelhet a kiválasztott tekercsben való elhelyezés.

9. lépés

Hogyan tervezzük meg az elsődleges bilincsáramkört

A kapcsolási szekvenciában a mosfet OFF-periódusaiban a mosfet lefolyási induktivitás formájában nagyfeszültségű tüske van kitéve a mosfet drain / source-on keresztül, ami lavinaszerű összeomlást eredményezhet, ami végül károsítja a mosfet-et.

Ez ellen általában egy szorító áramkört konfigurálnak a primer tekercselésen keresztül, amely azonnal korlátozza a generált tüskét valamilyen biztonságos alacsonyabb értékre.

Egy pár szorító áramköri kialakítást talál, amelyek beépíthetők erre a célra, amint az a következő ábrán látható.

Ezek nevezetesen RCD szorító és dióda/Zener szorító, ahol az utóbbi sokkal könnyebben konfigurálható és megvalósítható, mint az első lehetőség. Ebben a szorító áramkörben egy egyenirányító dióda és egy nagyfeszültségű Zener-dióda, például egy TVS (tranziens feszültségszupresszor) kombinációját használjuk a túlfeszültségi tüske szorítására.

A Zener-dióda funkciója az, hogy hatékonyan vágja vagy korlátozza a feszültségtüskét, amíg a szivárgási feszültséget teljesen át nem söntjük a Zener-diódán keresztül. A dióda Zener-fogó előnye, hogy az áramkör csak akkor aktiválódik és szorít, amikor a VR és a Vspike együttes értéke meghaladja a Zener-dióda átbomlási specifikációját, és fordítva, amíg a tüske a Zener átbomlás vagy egy biztonságos szint alatt van, a szorító egyáltalán nem válthat ki, nem engedve meg a felesleges teljesítményleadást.

Hogyan válasszuk ki a szorító dióda/Zener névleges értékét

Az értéknek mindig a visszavert VR feszültség, vagy a feltételezett tüskefeszültség kétszeresének kell lennie.
Az egyenirányító diódának ultragyors helyreállításúnak vagy schottky típusú diódának kell lennie, amelynek névleges értéke nagyobb, mint a maximális DC link feszültség.

Az RCD típusú szorítás alternatív lehetősége azzal a hátrányával jár, hogy lelassítja a MOSFET dv/dt értékét. Itt az ellenállás ellenállási paramétere döntő fontosságúvá válik a feszültségcsúcs korlátozása során. Ha alacsony értékű Rclampot választunk, az javítaná a tüskevédelmet, de növelheti a disszipációt és energiát pazarolhat. Ezzel szemben, ha nagyobb értékű Rclampot választunk, az segítene a disszipáció minimalizálásában, de lehet, hogy nem lenne olyan hatékony a tüskék elfojtásában.

A fenti ábrára hivatkozva, a VR = Vspike biztosításához a következő képletet lehetne használni

Ahol Lleak a transzformátor induktivitását jelöli, és a szekunder tekercsen keresztüli rövidzárlat létrehozásával lehetne megtalálni, vagy alternatívaként egy ökölszabály szerinti értéket lehetne beépíteni a primer induktivitás értékének 2-4%-ának alkalmazásával.

Ebben az esetben a Cclamp kondenzátornak lényegesen nagynak kell lennie, hogy meggátolja a feszültség emelkedését a szivárgási energia elnyelési ideje alatt.

A Cclamp értéke 100pF és 4,7nF között választható, az ebben a kondenzátorban tárolt energiát az Rclamp gyorsan lemeríti és felfrissíti minden kapcsolási ciklus alatt.

10. lépés

Hogyan válasszuk ki a kimeneti egyenirányító diódát

A fenti képlet segítségével kiszámítható.

GYőződjön meg róla, hogy a specifikációkat úgy válassza ki, hogy a dióda maximális fordított feszültsége vagy a VRRM nem kevesebb, mint 30% -kal kevesebb, mint a VRVdióda, és azt is biztosítsa, hogy az IF vagy a lavina előremenő áram specifikációja legalább 50% -kal nagyobb, mint az IsecRMS. Lehetőleg menjen egy schottky diódára a vezetési veszteségek minimalizálása érdekében.

Egy DCM áramkörrel a Flyback csúcsáram magas lehet, ezért próbáljon meg olyan diódát választani, amelynek alacsonyabb előremenő feszültsége és viszonylag magasabb áram specifikációja van, tekintettel a kívánt hatékonysági szintre.

Step11

Hogyan válasszuk ki a kimeneti kondenzátor értékét

A helyesen kiszámított kimeneti kondenzátor kiválasztása a flyback tervezése során rendkívül fontos lehet, mivel a flyback topológiában a tárolt induktív energia nem áll rendelkezésre a dióda és a kondenzátor között, ami azt jelenti, hogy a kondenzátor értékét 3 fontos kritérium figyelembevételével kell kiszámítani:

1) Kapacitás
2) ESR
3) RMS-áram

A minimálisan lehetséges értéket a maximálisan elfogadható csúcs-csúcs kimeneti hullámfeszültség függvényében lehet azonosítani, és a következő képleten keresztül azonosítható:

Ahol Ncp a vezérlő visszacsatolás által a meghatározott maximális és minimális értékekből az ügyelet szabályozásához szükséges elsődleges oldali óraimpulzusok számát jelzi. Ehhez jellemzően körülbelül 10-20 kapcsolási ciklusra lehet szükség.
Iout a maximális kimeneti áramra utal (Iout = Poutmax / Vout).

A kimeneti kondenzátor maximális effektív értékének meghatározásához használja a következő képletet:

A flyback meghatározott magas kapcsolási frekvenciája esetén a transzformátor szekunder oldaláról érkező maximális csúcsáram ennek megfelelően nagy hullámfeszültséget fog generálni, amelyet a kimeneti kondenzátor egyenértékű ESR-jén keresztül vetít ki. Ezt figyelembe véve biztosítani kell, hogy a kondenzátor ESRmax névleges értéke ne haladja meg a kondenzátor meghatározott elfogadható hullámáram-képességét.

A végleges kialakítás alapvetően a flyback kiválasztott kimeneti feszültség és áram tényleges aránya alapján tartalmazhatja a kondenzátor kívánt névleges feszültségét és hullámáram-képességét.

Győződjön meg arról, hogy az ESR-értéket az adatlapról határozza meg az 1 kHz-nél magasabb frekvencia alapján, amely jellemzően 10 kHz és 100 kHz között feltételezhető.

Érdekes lenne megjegyezni, hogy egy magányos kondenzátor alacsony ESR specifikációval elegendő lehet a kimeneti hullámzás szabályozásához. Megpróbálhat egy kis LC-szűrőt bevonni a nagyobb csúcsáramokhoz, különösen akkor, ha a flybacket úgy tervezték, hogy DCM üzemmóddal működjön, ami garantálhatja a kimeneti feszültség meglehetősen jó hullámossági feszültségszabályozását.

Step12

További fontos megfontolások:

A) Hogyan válasszuk ki a feszültség és az áramértéket, az elsődleges oldali híd egyenirányítóhoz.

Ez a fenti egyenleten keresztül végezhető el.

Ebben a képletben a PF a tápegység teljesítménytényezőjét jelenti, 0,5-öt alkalmazhatunk abban az esetben, ha a megfelelő referencia elérhetetlenné válik. A hídegyenirányítóhoz válassza ki a diódákat vagy a modulokat, amelyeknek az IACRMS-hez képest 2-szer nagyobb a forward amp névleges értéke. A feszültségminősítéshez 600V-on lehet kiválasztani a legfeljebb 400V AC bemeneti specifikációhoz.

B) Hogyan válasszuk ki az áramérzékelő ellenállást (Rsense):

Az alábbi egyenlet segítségével számítható ki. Az Rsense érzékelő ellenállás a flyback kimenetén a maximális teljesítmény értelmezéséhez van beépítve. A Vcsth értékét a vezérlő IC adatlapjára való hivatkozással lehet meghatározni, az Ip(max) az elsődleges áramot jelenti.

C) A kondenzátor VCC értékének kiválasztása:

A bemeneti kondenzátor számára az optimális kapacitásérték döntő fontosságú a megfelelő indítási időszak teljesítéséhez. Általában bármely 22uF és 47uF közötti érték szépen elvégzi a munkát. Ha azonban ezt sokkal alacsonyabbra választják, az a vezérlő IC “feszültség alatti lezárás” kiváltását eredményezheti, mielőtt a Vcc képes lenne kifejlődni az átalakító által. Ellenkezőleg, egy nagyobb kapacitásérték az átalakító indítási idejének nemkívánatos késleltetését eredményezheti.

Kiegészítésképpen győződjön meg arról, hogy ez a kondenzátor a legjobb minőségű, nagyon jó ESR és hullámáram specifikációkkal rendelkezik, a kimeneti kondenzátor specifikációival megegyezően. Erősen ajánlott egy másik, 100nF nagyságrendű, kisebb értékű kondenzátor csatlakoztatása a fent tárgyalt kondenzátorral párhuzamosan, és a lehető legközelebb a vezérlő IC Vcc/föld pinoutjaihoz.

D) A visszacsatolási hurok konfigurálása:

A visszacsatolási hurok kompenzálása fontos lesz az oszcilláció generálásának megállítása érdekében. A hurokkompenzáció konfigurálása egyszerűbb lehet DCM üzemmódú flyback esetén, mint CCM esetén, mivel a teljesítményfokozatban nincs “jobb félsíkú nulla”, és így nincs szükség kompenzációra.

A fenti ábrán látható módon egy egyszerű RC (Rcomp, Ccomp) többnyire éppen elég lesz a hurokon keresztüli jó stabilitás fenntartásához. Általában az Rcomp értékét 1K és 20K között lehet választani, míg a Ccomp a 100nF és 470pF tartományban lehet.