How to Design the Flyback Converter – Comprehensive Tutorial

A flyback configuration is preferred topology in SMPS application designs mainly because it ensures complete isolation of output DC from input mains AC. また、製造コストの低減、設計の簡素化、実装の簡略化などの特徴もあります。 50 ワット未満の出力仕様を含む低電流 DCM 版フライバックコンバータは、大型の高電流対応製品よりも広く使用されています。

以下の段落を通じて、包括的な説明で詳細を学びましょう：

Comprehensive Design Guide for Off-line Fixed Frequency DCM Flyback Converter

Flyback Modes of Operation: DCMとCCM

以下に、フライバックコンバータの基本的な回路設計を示します。 トランス、1次側のスイッチング電源Q1、2次側のブリッジ整流器D1、D1からの出力を平滑化するフィルタ・コンデンサ、PWM制御段（IC制御回路でもよい）が主な構成要素です。

このタイプのフライバック設計は、パワーMOSFET T1の構成方法に基づいて動作のCCM（連続伝導モード）またはDCM（不連続伝導モード）を有することが可能である。

CCM モードでは、1 次側に蓄積された電気エネルギーが 2 次側に完全に伝達または誘導される機会がありません。

これは、トランスがその蓄積エネルギーを完全に負荷に伝達する前に、PWM コントローラから続く各切替パルスが T1 をオンするためです。 これは、フライバック電流(ILPKとISEC)が各スイッチングサイクル中にゼロ電位に達することがないことを意味します。

次の図では、トランスの1次および2次セクションにわたる電流波形のパターンを通して、2つの動作モードの違いを確認できます。

DCMとCCMの両モードにはそれぞれ特有の利点がありますが、それは次の表から知ることができます：

CCM と比較して、DCMモードの回路ではトランス2次側での最適電力を確保するために大きなレベルのピーク電流を要求しています。

入力電流や部品の範囲を限定して設計する必要がある場合、通常はCCMモードのファイアバックを選択し、比較的小さなフィルター・コンデンサーを使用し、MOSFETとトランスの伝導損失を低くすることができます。）

CCM は、入力電圧が低く、電流が大きい (6 アンペア以上) 場合に有利で、50 ワット以上の電力で動作するように定格されている場合があります。

上の図は、フライバック モードの 1 次側での電流応答と、その三角波と台形波との対応関係を示しています。

三角波の IAは、MOSFET のスイッチ オン期間の初期にゼロとして見られる最小初期化ポイント、および CCM モード動作中に MOSFET が再びオンになるまでトランスの 1 次巻線で続く高い電流ピーク レベルを表します。

IB は、モスフェットスイッチが ON になっている間の電流の大きさの終点 (Ton interval) として認識できます。

正規化電流値 IRMS は、Y 軸の K ファクタ (IA/IB) の関数として見ることができます。

上側が平坦な台形波形を基準に、さまざまな波形の抵抗損失を計算する必要がある場合、これを乗算器として使用することができます。

また、トランス巻線とトランジスタまたはダイオードの避けられない余分な直流伝導損失を電流波形の関数として示しています。 これらのアドバイスを活用することで、設計者はこのようによく計算されたコンバータ設計で10～15%の伝導損失を防ぐことができます。

余分な銅損をなくすことは可能かもしれませんが、そのためには、コア仕様だけが重要になる場合とは対照的に、不可欠な大きな巻線窓面積を収容するために、相当なコアサイズが必要になる可能性があります。

したがって、このモードは、比較的低いアンペア要件で高い出力電圧を指定するフライバック回路に強く推奨されます。

CCM モードと同様に DCM モードで動作するフライバックコンバータを設計することは可能かもしれませんが、DCM から CCM モードへの移行中に、このシフト機能が 2 極動作に変化してコンバータが低インピーダンスになっていることを覚えておく必要があります。

この状況により、内部電流ループ系に関するさまざまなループ（フィードバック）およびスロープ補償など、追加の設計戦略を取り入れることが不可欠になります。 実際、これは、コンバータが主に CCM モード用に設計されているが、出力でより軽い負荷が使用される場合は DCM モードで動作できることを確認しなければならないことを意味する。

高度なトランス・モデルを使用することにより、よりクリーンで軽い負荷調整、および段差トランスによる広範囲の負荷での高い交差調整によって CCM コンバータを強化できることは興味深いことであるかもしれない。

このような場合、絶縁テープや紙などの外部要素を挿入して小さなコアギャップを強制することで、最初に高いインダクタンスを誘導し、より軽い負荷でCCM動作を可能にすることができます。

このように汎用性の高いDCMモード特性を持っているので、手間がかからず、効率的で低消費電力のSMPSを設計する必要がある場合、これが一般的な選択肢になるのは当然のことです。

DCMフライバック設計方程式と連続した決定要件

Step#1:
設計要件を評価し見積もる。 すべての SMPS 設計は、システム仕様の評価と決定から始める必要があります。 以下のパラメーターを定義し、割り当てる必要があります。

効率パラメーターは、最初に決定する必要がある重要なものであることが分かっています。最も簡単な方法は、たとえ低コスト設計であっても、約 75% ～ 80% の目標を設定することです。 スイッチング周波数は、一般に

Fswと呼ばれ、トランスのサイズとスイッチングに起因する損失、EMIを最適化しながら妥協する必要があります。 つまり、少なくとも150kHz以下のスイッチング周波数に決定する必要があります。 一般的には、50kHzから100kHzの範囲で選択することができます。

さらに、設計に複数の出力が必要な場合は、最大電力値 Pout を 2 つの出力の合計値として調整する必要があります。

フライバック SMPS コンバータを設計する際に考慮する主なパラメータは、1) アプリケーションまたは負荷仕様、2) コスト、3) スタンバイ電力、および 4) 保護機能です。

では、フライバック SMPS を設計するために必要な計算について詳しく説明しましょう。

入力コンデンサ Cin の計算と入力 DC 電圧範囲

入力電圧と電力仕様に応じて、DC リンク コンデンサとも呼ばれる Cin を選択する標準ルールを以下の説明から知ることができます。

広い動作範囲を確保するために、DCリンク・コンデンサには1Wあたり2uF以上の値を選択すると、この部品の品質範囲を確保することが可能です。

Next, it may be required to determine the minimum DC input voltage which may be obtained by solving:

where the discharge becomes the duty ratio of the DC link capacitor, which may be roughly around 0.2

上の図で、DCリンクコンデンサ電圧を視覚化することができます。 このように、入力電圧は最大出力電力と最小入力AC電圧の時に発生し、最大DC入力電圧は最小入力電力（無負荷）、最大入力AC電圧の時に発生します。

無負荷状態では、AC入力電圧のピークレベルでコンデンサが充電される最大DC入力電圧を確認でき、これらの値は次の式で表すことができます:

Step3:

フライバック誘導電圧VR、およびMOSFET VDSの最大電圧ストレスを評価する。 フライバック誘起電圧 VR は、モスフェット Q1 がスイッチ OFF 状態のときにトランスの 1 次側に誘起される電圧として理解できます。

上記の関数は、次の方程式を解くことによって確認および特定できるモスフェットの最大 VDS 定格に影響を与えます。

まず、VDSmaxのうち30%のVspikeを取ることができます。

次のリストは、650V～800V定格のMOSFETで、予想される広範囲の入力電圧に対して100Vより低い初期制限値VRを持つ、反射電圧または誘導電圧をどのくらい推奨できるかを示しています。

Picking the right VR is a bargain between the level of voltage stress over the secondary rectifier, and the primary side mosfet specifications.

VR を高くして巻数比を上げると、VDSmax は大きくなりますが、2 次側ダイオードへの電圧ストレスのレベルは低くなります。

1 次側 VDSmax を大きくすると、2 次側ダイオードのストレスレベルが下がり、1 次側電流が減少するだけでなく、コスト効率のよい設計を実現できます。

DCM モードによるフライバック

Vreflected と Vinmin による Dmax 計算方法

VCmin では最大デューティサイクルを見込むことが可能です。 この状況では、DCMとCCMのしきい値に沿ったトランスを設計することができます。 この場合、デューティサイクルは次のようになります。

Step4:

How to Calculate Primary Inductance Current

このステップでは、1次インダクタンスと1次ピーク電流を計算します。

1 次ピーク電流の特定には、次の式を使用できます。

上記を達成したら、次の式を使用して、最大負荷サイクル境界内で 1 次インダクタンスを計算できます。

フライバックには注意が必要で、いかなる過剰負荷状態でもCCMモードになってはならず、このため式#5でPoutmaxを計算しながら最大電力仕様を考慮しなければならない。

Step5:

最適なコアグレードとサイズの選び方

初めてフライバックを設計する場合、正しいコア仕様と構造を選ぶのは大変な作業に見えるかもしれません。 これは、考慮すべき要因や変数のかなりの数が含まれる可能性があるためです。 例えば、コアの形状（EEコア/RMコア/PQコアなど）、コアの寸法（EE19、RM8、PQ20など）、コアの材質（例：3.5mm、5mm、6mm、8mm、9mm、10mm）などが重要です。C96. TP4, 3F3 など）。

上記の仕様をどのように進めればよいか分からない場合、この問題に対処する有効な方法は、コアメーカーによる標準コア選択ガイドを参照するか、出力電力に関連する 65kHz DCM フライバック設計時の標準コア寸法を示した次の表を参考にすることができます。

コアサイズの選択が終わったら、正しいボビンを選択する必要があります。

ボビンの材質も重要です

周波数や磁気密度および損失に基づいて選択されなければならない。

まず、3F3、3C96、TP4Aといった名称のものを試してみてください。

How to Calculate Minimum Primary Turns or Winding

ここで、Bmax という用語は動作最大磁束密度、Lpri は一次インダクタンスについて、Ipri は一次ピーク電流、Ae は選択したコア タイプの断面積を表わします。

Bmaxは、コア材のデータシートに記載されている飽和磁束密度(Bsat)を絶対に超えないようにしなければならないことを忘れないでください。 フェライトコアのBsatは、材料の種類や温度などの仕様によって若干の違いがありますが、大半は400mTに近い値を示します。

詳細な参考データがない場合は、Bmaxを300mTとすることもあります。 Bmaxを高くすると、1次側の巻数が減り、導通がよくなりますが、コアロスが大きくなる可能性があります。 コアロス、銅損ともに許容範囲内に収まるように、これらのパラメータ値の間で最適化するようにしてください。

ステップ6：

主二次出力（Ns）とその他の補助出力（Naux）のターン数を計算する方法

二次ターン数を決定するために、まずターン比率（n）を求める必要があり、これは次の式で計算できます。

ここでNpは1次ターン、Nsは2次ターン数、Voutは出力電圧、VDは2次ダイオード間の電圧降下を表します。

すべてのフライバックコンバータにおいて、補助巻線は制御ICに最初の起動電源を供給するために重要である。 この電源VCCは通常、一次側のスイッチングICに電力を供給するために使用され、ICのデータシートに記載された値に従って固定することができます。

選択した出力巻線のワイヤサイズを計算する方法

複数の巻線のワイヤサイズを正しく計算するために、まず個々の巻線のRMS電流仕様を調べる必要があります。

これは、次の式で行うことができます。

出発点として、電流密度 150 ～ 400 円/アンペア、ワイヤーのゲージを決定するために利用することができるかもしれません。 次の表は、RMS電流値に従って、200M/Aを使用して適切なワイヤーゲージを選択するための参考資料です。 また、スーパーエナメル銅線のゲージに応じたワイヤーの直径と基本的な絶縁体も示しています。

Step8：

トランスの構造と巻線設計の検討

上述のトランスのパラメータを決定し終えたら、計算したトランスコア寸法と指定ボビンにワイヤ寸法と巻数をどう収めるかを評価することが極めて重要になります。

下図は、あるEEコアの巻線面積を示したものですが、この巻線面積を最適にするには、何度か繰り返し実験を行う必要があります。 計算されたワイヤーの厚みと個々の巻線の巻数を参考に、巻線が利用可能な巻線領域（wとh）に適合するかどうかをおおよそ推定することが可能な場合があります。

トランスの性能と信頼性は、巻線レイアウトに大きく依存するため、巻線レイアウトは極めて重要です。 図5

に示すように、インダクタンスの漏れを抑えるため、巻線にサンドイッチ構造を採用することを推奨します。

また、国際安全規格に適合させるため、巻線の1次および2次層にわたって十分な絶縁範囲を確保する必要があります。 これは、下図

に示すように、マージン巻き構造を採用するか、3重絶縁電線を2次巻線に使用すれば、フライバックSMPS設計に関する国際安全規則を迅速に確認できるため、より簡単に選択することができます。

Step 9

一次クランプ回路の設計方法

スイッチングシーケンスでは、モスフェットのオフ期間に、漏れインダクタンスの形で高電圧スパイクがモスフェットのドレイン/ソースにかかり、これがアバランシェ破壊につながり、モスフェットにダメージを与える可能性があります。

これに対抗するため、通常は 1 次巻線にクランプ回路を構成し、発生するスパイクを安全な低い値に瞬時に制限します。

これらはすなわち RCD クランプとダイオード/ツェナー クランプですが、後者は最初のオプションより構成および実装がずっと簡単です。 このクランプ回路では、整流ダイオードと、サージスパイクをクランプするためのTVS（過渡電圧サプレッサ）などの高電圧ツェナーダイオードを組み合わせて使用します。 ダイオードのツェナークランプの利点は、VR と Vspike の合計値がツェナーダイオードのブレークダウン仕様を超えたときだけ回路が作動してクランプし、逆にスパイクがツェナーブレークダウンまたは安全レベル以下である限り、クランプがまったく作動しないこともあるので、不要な電力消費を許さないことである。

クランプダイオード/ツェナー定格の選択方法

反射電圧VRの値、または想定スパイク電圧の2倍が必要です。
整流ダイオードは、最大DCリンク電圧より高い定格の超速回復またはショットキタイプのダイオードが必要です。 ここで、電圧スパイクを制限する際に、抵抗の抵抗値パラメータが重要になる。 低い値のRclampを選択した場合、スパイク保護は向上しますが、損失が増加し、エネルギーを浪費する可能性があります。 逆に、Rclampの値を高くすると、消費電流は抑えられますが、スパイクを抑制する効果が低くなる可能性があります。

上図を参照して、VR = Vspike を確保するには、次の式を使用します。

ここで Lleak はトランスのインダクタンスを示し、二次巻線を短絡して求めるか、代わりに一次インダクタンスの値の 2 ～ 4% を当てて経験則値を組み入れることができます。

この場合、コンデンサCclampは、漏洩エネルギーの吸収期間中の電圧上昇を抑制するために、かなり大きくする必要があります。

Cclampの値は100pFから4.7nFの間で選択でき、このコンデンサに蓄えられたエネルギーは、スイッチングサイクルごとにRclampによって素早く放電され、リフレッシュされます。

ダイオードの最大逆電圧またはVRRMがVRVdiodeの30%以上、IFまたはアバランシェ順電流仕様がIsecRMSの50%以上となるような仕様を選んでください。 DCM回路では、フライバックのピーク電流が高くなることがあるので、希望する効率レベルに応じて、順方向電圧が低く、電流仕様が比較的高いダイオードを選択することが望ましい。

Step11

出力コンデンサ値の選択方法

フライバック設計時に正しく計算した出力コンデンサを選択することは非常に重要です。フライバックトポロジーでは、蓄積された誘導エネルギーがダイオードとコンデンサの間で利用できないため、コンデンサの値は 3 つの重要な基準を考慮して計算しなければならないことを意味します。

1) キャパシタンス
2) ESR
3) RMS電流

最小値は、最大許容ピーク出力リップル電圧の関数によって特定でき、次の式によって特定できます：

ここでNcpは特定した最大値と最小値からのデューティをコントロールするために制御フィードバックによって必要となる主側クロックパルスの回数を表わします。
Iout は、最大出力電流（Iout = Poutmax / Vout）を表します。

出力コンデンサの最大RMS値を特定するには、次の式を使用します:

フライバックの特定の高いスイッチング周波数に対して、トランスの2次側からの最大ピーク電流は、出力コンデンサの同等のESRにわたって課せられる、相応に高いリップル電圧を発生させます。 これを考慮し、コンデンサのESRmax定格がコンデンサの指定許容リップル電流能力を超えないようにしなければならない。

最終設計では、フライバックの選択出力電圧と電流の実際の比率に基づいて、コンデンサの望ましい定格電圧とリップル電流能力を根本的に含めることができる。

ESR 値が 1kHz 以上の周波数に基づいてデータシートから決定されていることを確認します。 特に、フライバックがDCMモードで動作するように設計されている場合、高いピーク電流用の小型LCフィルタを入れてみると、出力のリップル電圧制御が適度に保証されることがあります

Step12

さらなる重要事項：

A) 一次側ブリッジ整流器の電圧と電流定格の選択方法。

It can be done through the above equation.

In this formula PF stands for power factor of the power supply, we can apply 0.5 in case of the proper reference becomes out of reach.これは、電源電圧の定率と電流定数を選択するための公式です。 ブリッジ整流器は、IACRMSの2倍以上の順方向電流定格を持つダイオードまたはモジュールを選択します。

B) 電流検出抵抗（Rsense）の選び方：

次式で算出できます。 検出抵抗Rsenseは、フライバックの出力における最大電力を解釈するために組み込まれます。 Vcsthの値はコントローラICのデータシートを参照して決定することができ、Ip(max)は一次電流を意味します

C) コンデンサのVCC選択：

入力コンデンサは、適切な起動時間を実現するために、最適な容量値が重要です。 通常、22uFから47uFの間の任意の値は、うまく仕事をします。 しかし、この値が低すぎると、コンバータでVccを開発する前に、コントローラICで「低電圧ロックアウト」がトリガされる可能性があります。

さらに、このコンデンサは、出力コンデンサの仕様と同等の、非常に優れたESRとリップル電流の仕様を持つ最高品質のものであることを確認してください。 100nF程度の小さなコンデンサを、上記のコンデンサと並列に、コントローラICのVcc/GNDピンアウトのできるだけ近くに接続することを強くお勧めします。

D) フィードバックループの設定：

発振を止めるには、フィードバックループ補償が重要になります。 DCMモードのフライバックでは、パワー・ステージに「右半面ゼロ」がないため、ループ補償の設定はCCMよりも単純で、補償は必要ありません。

上の図に示すように、ループ全体の優れた安定性を維持するには、ほとんどストレートRC（Rcomp、Ccomp）でよいことがわかります。 一般的にRcompは1Kから20Kの間で、Ccompは100nFから470pFの間で選択することができます。