How to Design a Flyback Converter – Comprehensive Tutorial

Een flyback-configuratie is de voorkeurstopologie in SMPS-toepassingsontwerpen, vooral omdat ze volledige isolatie van de uitgangsgelijkstroom van de ingangswisselstroom garandeert. Andere kenmerken zijn lage fabricagekosten, eenvoudiger ontwerp en ongecompliceerde implementatie. De lage stroom DCM versie van flyback converters met uitgangsspecificaties lager dan 50 watt worden meer gebruikt dan de grotere hoge stroom tegenhangers.

Laten we de details leren met een uitgebreide uitleg via de volgende paragrafen:

Comprehensive Design Guide for Off-line Fixed Frequency DCM Flyback Converter

Flyback Modes of Operations: DCM en CCM

Hieronder zien we het fundamentele schematische ontwerp van een flyback converter. De belangrijkste onderdelen in dit ontwerp zijn de transformator, de schakelende power mosfet Q1 aan de primaire zijde, de bruggelijkrichter aan de secundaire zijde D1, een filtercondensator voor het afvlakken van de uitgang van D1, en een PWM-regeltrap die een IC gestuurde schakeling kan zijn.

Dit type flybackontwerp kan een CCM (continuous conduction mode) of DCM (discontinuous conduction mode) werking hebben, afhankelijk van hoe de vermogens-MOSFET T1 is geconfigureerd.

Basically, in de DCM-modus hebben we de volledige elektrische energie die is opgeslagen in de primaire transformator overgedragen over de secundaire zijde elke keer dat de MOSFET wordt uitgeschakeld tijdens zijn schakelcycli (ook wel de flyback-periode genoemd), wat leidt tot de stroom aan de primaire zijde die een nulpotentiaal bereikt voordat T1 in staat is om opnieuw in te schakelen in zijn volgende schakelcyclus.

In de CCM-modus krijgt de elektrische energie die is opgeslagen in de primaire niet de kans om volledig te worden overgedragen of geïnduceerd over de secundaire.

Dit komt omdat elk van de volgende schakelpulsen van de PWM-regelaar T1 inschakelt voordat de transformator zijn volledige opgeslagen energie aan de belasting heeft overgedragen. Dit impliceert dat de flyback-stroom (ILPK en ISEC) tijdens elk van de schakelcycli nooit het nulpotentiaal mogen bereiken.

Het verschil tussen de twee werkingswijzen kunnen we in het volgende diagram zien aan de hand van de stroomgolfvormpatronen over het primaire en secundaire deel van de transformator.

Zowel DCM als CCM hebben hun specifieke voordelen, die uit de volgende tabel kunnen worden afgelezen:

Vergeleken met CCM vereist de DCM-modusschakeling grotere niveaus van piekstroom om een optimaal vermogen over de secundaire zijde van de transformator te waarborgen. Dit vereist op zijn beurt dat de primaire zijde op een hogere RMS-stroom wordt geschat, wat betekent dat de MOSFET op het gespecificeerde hogere bereik moet worden geschat.

In gevallen waarin het ontwerp met een beperkt bereik van ingangsstroom en componenten moet worden gebouwd, wordt gewoonlijk voor een fyback in CCM-modus gekozen, waardoor het ontwerp relatief kleinere filtercondensatoren kan gebruiken, en een lager geleidingsverlies op de MOSFET en de transformator).

CCM wordt gunstig voor omstandigheden waarin de ingangsspanning lager is, terwijl de stroom hoger is (meer dan 6 ampère), ontwerpen die kunnen worden beoordeeld om te werken met meer dan 50 watt vermogen, behalve voor uitgangen op 5V waarin de wattage spec lager dan 50 watt zou kunnen zijn.

De bovenstaande afbeelding geeft de stroomresponsie aan primaire zijde aan van de flyback modes en de overeenkomstige relatie tussen hun driehoekige en trapeziumvormige golfvormen.

IA op de driehoekige golfvorm geeft het minimale initialisatiepunt aan dat als nul kan worden gezien, aan het begin van de inschakelperiode van de MOSFET, en ook een hoger stroompiekniveau dat aanhoudt in de primaire wikkeling van de transformator op het moment dat de MOSFET weer wordt ingeschakeld, tijdens de CCM werkingsmodus.

IB kan worden opgevat als het eindpunt van de stroomgrootheid terwijl de mosfet-schakelaar is ingeschakeld (Ton-interval).

De genormaliseerde stroomwaarde IRMS kan worden gezien als de functie van de K-factor (IA/IB) over de Y-as.

Dit kan als vermenigvuldigingsfactor worden gebruikt wanneer weerstandsverliezen moeten worden berekend voor een geassorteerd aantal golfvormen met verwijzing naar een trapeziumvormige golfvorm met een vlakke bovengolfvorm.

Dit toont ook de extra onvermijdelijke DC geleidingsverliezen van de transformatorwikkeling en de transistors of diodes aan als een functie van de stroomgolfvorm. Gebruikmakend van deze adviezen zal de ontwerper in staat zijn om zo goed als 10 tot 15% geleidingsverliezen te voorkomen met een dergelijk goed berekend convertorontwerp.

Rekening houdend met de bovenstaande criteria kan aanzienlijk cruciaal worden voor toepassingen die zijn ontworpen om hoge RMS stromen te verwerken, en die een optimaal rendement als de belangrijkste kenmerken eisen.

Het kan mogelijk zijn om de extra koperverliezen te elimineren, hoewel dat een formidabele kerngrootte kan vereisen om het essentiële grotere gebied van het wikkelingsvenster aan te passen, in tegenstelling tot situaties waar slechts de kernspecificaties cruciaal worden.

Zoals wij tot dusver hebben begrepen, maakt een DCM wijze van verrichting het gebruik van een lagere rangschiktransformator mogelijk, bezit grotere transient reactie en werkt met minimale omschakelingsverliezen.

Daarom wordt deze modus ten zeerste aanbevolen voor flyback circuits gespecificeerd voor hogere uitgangsspanningen met relatief lagere ampère-eisen.

Hoewel het mogelijk kan zijn om een flyback converter te ontwerpen om zowel met DCM als CCM modi te werken, moet één ding worden onthouden dat tijdens de overgang van DCM naar CCM modus, deze schakelfunctie verandert in een 2-polige werking, wat aanleiding geeft tot een lage impedantie voor de converter.

Deze situatie maakt het noodzakelijk om aanvullende ontwerpstrategieën op te nemen, waaronder diverse lus (terugkoppeling) en hellingcompensatie met betrekking tot het binnenste stroomlus-systeem. Praktisch impliceert dit dat wij ervoor moeten zorgen dat de convertor in de eerste plaats voor een CCM wijze wordt ontworpen, maar toch met DCM wijze kan werken wanneer lichtere ladingen aan de output worden gebruikt.

Het kan interessant zijn om te weten dat door geavanceerde transformatormodellen te gebruiken, het mogelijk kan worden om een CCM convertor te verbeteren door schonere en lichtere ladingsregeling, evenals hoge kruisregeling over een brede waaier van lading door een stepped-gap-transformator.

In dergelijke gevallen wordt een kleine kernspleet afgedwongen door een extern element in te brengen, zoals een isolatietape of papier, om aanvankelijk een hoge inductantie te induceren, en tevens CCM-werking met lichtere belastingen mogelijk te maken. Wij zullen dit een andere keer in mijn volgende artikelen uitvoerig bespreken.

Het hebben van dergelijke veelzijdige DCM moduskenmerken, is geen verrassing dat dit de populaire keus wordt wanneer een probleemloze, efficiënte en laag vermogen SMPS moet worden ontworpen.

In het volgende zullen we de stap voor stap instructies leren met betrekking tot het ontwerpen van een DCM mode flyback converter.

DCM Flyback Design Equations and Sequential Decision Requirements

Step#1:
Beoordeel en schat uw ontwerpeisen. Elk SMPS-ontwerp moet beginnen met het beoordelen en bepalen van de systeemspecificaties. U moet de volgende parameters bepalen en toewijzen:

We weten dat de efficiëntieparameter de cruciale parameter is die als eerste moet worden bepaald, de eenvoudigste manier is om een doel te stellen van ongeveer 75% tot 80%, zelfs als uw ontwerp een low-cost ontwerp is. De schakelfrequentie die als

Fsw wordt aangeduid moet over het algemeen worden gecompromitteerd terwijl het krijgen van het beste van transformatorgrootte en verliezen toe te schrijven aan het schakelen, en EMI. Dit impliceert dat men kan moeten beslissen over een schakelfrequentie die minstens onder 150kHz ligt. Typisch kan dit worden gekozen tussen een 50kHz en 100kHz bereik.

Verder, in het geval meer dan één output voor het ontwerp wordt vereist, zal de maximum machtswaarde Pout als gecombineerde waarde van de twee outputs.

U kunt interessant vinden om weten dat tot recente tijden de populairste conventionele SMPS ontwerpen de mosfet en de PWM-schakelingscontrolemechanisme als twee verschillende geïsoleerde stadia hadden, samen geïntegreerd over een PCB lay-out, maar tegenwoordig in moderne SMPS eenheden deze twee stadia kunnen worden gevonden ingebed in één pakket en vervaardigd als enige ICs.

De parameters die typisch worden overwogen tijdens het ontwerpen van een flyback SMPS converter zijn 1) De toepassing of de belastingsspecificaties, 2) Kosten 3) Stand-by vermogen, en 4) Extra beveiligingsfuncties.

Wanneer embedded IC’s worden gebruikt, worden de dingen meestal een stuk eenvoudiger, omdat alleen de transformator en een paar externe passieve componenten moeten worden berekend voor het ontwerpen van een optimale flyback converter.

Laten we eens in de details treden met betrekking tot de betrokken berekeningen voor het ontwerpen van een flaback SMPS.

Berekening van de ingangscondensator Cin, en het bereik van de DC-ingangsspanning

Afhankelijk van de specificaties van de ingangsspanning en het vermogen, kan de standaardregel voor het selecteren van Cin, die ook wel DC-linkcondensator wordt genoemd, worden geleerd uit de volgende uitleg:

Om een breed werkingsbereik te garanderen, kan voor een tussenkringcondensator een waarde van 2uF per watt of hoger worden gekozen, waardoor u een goed kwaliteitsbereik voor deze component hebt.

Daarna kan het nodig zijn de minimale DC-ingangsspanning te bepalen, die kan worden verkregen door op te lossen:

Waarbij de ontlading de duty ratio van de DC link condensator wordt, die ruwweg rond 0,2 kan liggen

In de bovenstaande figuur kunnen we de DC link condensator spanning visualiseren. Zoals te zien is, ontstaat de ingangsspanning bij maximaal uitgangsvermogen en minimale ingangswisselspanning, terwijl de maximale DC-ingangsspanning ontstaat bij minimaal ingangsvermogen (afwezigheid van belasting) en bij maximale ingangswisselspanning.

Tijdens onbelaste toestand zien we een maximale DC-ingangsspanning, waarbij de condensator zich oplaadt op het piekniveau van de AC-ingangsspanning, en deze waarden kunnen worden uitgedrukt met de volgende vergelijking:

Step3:

Evaluatie van de Flyback geïnduceerde spanning VR, en de maximale spanning spanning op de MOSFET VDS. De Flyback geïnduceerde spanning VR kan worden opgevat als de spanning geïnduceerd over de primaire zijde van de transformator wanneer de mosfet Q1 is in de uitgeschakelde toestand.

De bovenstaande functie op zijn beurt van invloed op de maximale VDS rating van de mosfet, die kan worden bevestigd en geïdentificeerd door het oplossen van de volgende vergelijking:

Where, Vspike is de spanning spike gegenereerd als gevolg van transformator lekkage inductantie.

Om te beginnen kan een Vspike van 30% van VDSmax worden genomen.

De volgende lijst vertelt ons hoeveel gereflecteerde spanning of geïnduceerde spanning kan worden aanbevolen voor een 650V tot 800V nominale MOSFET, en met een initiële grenswaarde VR lager dan 100V voor een verwacht groot bereik van de ingangsspanning.

Picking juiste VR kan een overeenkomst tussen het niveau van voltagespanning over de secundaire gelijkrichter zijn, en de primaire zijmosfet specificaties.

Als de VR te hoog wordt gekozen door een hogere omwentelingsverhouding, zou dit leiden tot een grotere VDSmax, maar een lager spanningsniveau op de diode aan secundaire zijde.

En als de VR te klein wordt gekozen door een kleinere omwentelingsverhouding, zou dit leiden tot een kleinere VDSmax, maar zou dit leiden tot een hoger spanningsniveau op de diode aan secundaire zijde.

Een grotere VDSmax aan primaire zijde zou niet alleen zorgen voor een lager spanningsniveau op de diode aan secundaire zijde en vermindering van de primaire stroom, maar zal ook een kosteneffectief ontwerp mogelijk maken.

Flyback met DCM-modus

Hoe Dmax te berekenen afhankelijk van Vreflected en Vinmin

Een maximale duty cycle kan worden verwacht bij gevallen van VDCmin. Voor deze situatie kunnen we de transformator ontwerpen langs de drempelwaarden van DCM en CCM. In dat geval kan de inschakelduur worden weergegeven als:

Stap4:

Hoe berekenen we de primaire inductantiestroom

In deze stap gaan we de primaire inductantie en de primaire piekstroom berekenen.

De volgende formules kunnen worden gebruikt om de primaire piekstroom te bepalen:

Als het bovenstaande is bereikt, kunnen we verder gaan en de primaire inductantie berekenen met behulp van de volgende formule, binnen de grenzen van de maximale duty cycle.

Voorzichtigheid is geboden met betrekking tot de flyback: deze mag niet in de CCM-modus komen als gevolg van overbelasting, en daarom moet bij de berekening van Poutmax in vergelijking#5 rekening worden gehouden met de maximale vermogensspecificatie. De genoemde voorwaarde kan ook optreden in het geval inductantie wordt verhoogd boven de Lprimax-waarde, dus neem een notitie van these.

Step5:

Hoe de optimale kernkwaliteit en -grootte te selecteren:

Het lijkt misschien nogal intimiderend bij het selecteren van de juiste kernspecificatie en -structuur als u voor de eerste keer een flyback ontwerpt. Aangezien dit een significant aantal factoren en variabelen kan impliceren die moeten worden overwogen. Enkele van deze factoren die van cruciaal belang kunnen zijn, zijn de kerngeometrie (bijv. EE-kern/RM-kern/PQ-kern enz.), de kernafmeting (bijv. EE19, RM8 PQ20 enz.), en het kernmateriaal (bijv. 3C96. TP4, 3F3 enz.)

Als u niet weet hoe u met de bovenstaande specificaties te werk moet gaan, is een effectieve manier om dit probleem op te lossen een standaardgids voor kernselectie van de kernfabrikant te raadplegen, of u kunt ook de volgende tabel raadplegen die u ruwweg de standaard kernafmetingen geeft bij het ontwerpen van een 65kHz DCM flyback, met betrekking tot het uitgangsvermogen.

Als u klaar bent met de selectie van de kerngrootte, is het tijd om de juiste spoel te selecteren, die kan worden aangeschaft volgens het datasheet van de kern. Bijkomende eigenschappen van de spoel zoals het aantal pennen, PCB-montage of SMD, horizontale of verticale positionering al deze kunnen ook moeten worden overwogen als de voorkeur ontwerp

Het kernmateriaal is ook van cruciaal belang en moet worden geselecteerd op basis van de frequentie, magnetische fluxdichtheid, en kern verliezen.

Om te beginnen kunt u varianten proberen met de naam 3F3, 3C96, of TP4A, onthoud dat de namen van het beschikbare kernmateriaal verschillend kunnen zijn voor identieke types, afhankelijk van de specifieke fabricage.

Hoe berekent u de minimale primaire wikkelingen

Waarbij de term Bmax staat voor de maximale fluxdichtheid, Lpri voor de primaire inductantie, Ipri voor de primaire piekstroom, terwijl Ae de doorsnede van het geselecteerde type kern aangeeft.

Het moet worden onthouden dat de Bmax nooit de verzadigende fluxdichtheid (Bsat) mag overschrijden zoals gespecificeerd in het gegevensblad van het kernmateriaal. U kunt lichte variaties in Bsat voor ferrietkernen vinden afhankelijk van specificaties zoals materiaaltype en temperatuur; nochtans zal een meerderheid van deze een waarde dichtbij 400mT hebben.

Als u geen gedetailleerde referentiegegevens vindt, kunt u gaan met een Bmax van 300mT. Hoewel het selecteren van hogere Bmax in het hebben van verminderd aantal primaire draaien en lagere geleiding kan helpen, kan het kernverlies beduidend stijgen. Probeer om tussen de waarden van deze parameters te optimaliseren, zodanig dat het kernverlies en het koperverlies allebei binnen aanvaardbare grenzen worden gehouden.

Stap 6:

Hoe berekent men het aantal windingen voor de secundaire hoofduitgang (Ns) en de diverse hulpuitgangen (Naux)

Om de secundaire windingen te bepalen, moet men eerst de windingsverhouding (n) vinden, die met de volgende formule kan worden berekend:

Waarbij Np de primaire wikkelingen en Ns het secundaire aantal wikkelingen is, Vout de uitgangsspanning betekent, en VD ons vertelt betreffende de spanningsval over de secundaire diode.

Voor het berekenen van de wikkelingen voor de hulpuitgangen voor een gewenste Vcc-waarde, kan de volgende formule worden gebruikt:

Een hulpwikkeling wordt cruciaal in alle flyback-omvormers voor het leveren van de initiële opstartvoeding aan het regel-IC. Deze voeding VCC wordt normaliter gebruikt voor de voeding van het schakelende IC aan de primaire zijde en kan worden vastgesteld aan de hand van de waarde die in het gegevensblad van het IC wordt vermeld. Als de berekening een niet-integer getal oplevert, rondt u dit eenvoudig af met de hoogste gehele waarde net boven dit niet-integer getal.

Hoe berekent u de draadgrootte voor de geselecteerde uitgangswikkeling

Om de draadgrootte voor de verschillende wikkelingen correct te berekenen, moeten we eerst de RMS-stroomspecificatie voor de afzonderlijke wikkelingen te weten komen.

Dit kan worden gedaan met de volgende formules:

Als uitgangspunt kan een stroomdichtheid van 150 tot 400 cirkelvormige mil per Ampère worden gebruikt voor het bepalen van de draaddikte. De volgende tabel geeft de referentie voor het selecteren van de juiste draaddikte met 200M/A, volgens de RMS-stroomwaarde. De tabel geeft ook de diameter van de draad en de basisisolatie voor een reeks supergeëmailleerde koperdraden.

Step8:

Overweging van de constructie van de transformator en wikkelingsontwerp

Nadat u klaar bent met het bepalen van de hierboven besproken transformatorparameters, wordt het van cruciaal belang om te evalueren hoe de draadafmeting en het aantal wikkelingen binnen de berekende transformatorkerngrootte, en de gespecificeerde spoel passen. Om dit optimaal te krijgen kunnen verscheidene iteraties of experimenten worden vereist voor het optimaliseren van de kernspecificatie met betrekking tot draaddikte en het aantal windingen.

Het volgende cijfer wijst op de windende oppervlakte voor een bepaalde EE kern. Aan de hand van de berekende draaddikte en het aantal windingen voor de afzonderlijke wikkeling kan bij benadering worden geschat of de wikkeling al dan niet in het beschikbare wikkeloppervlak (w en h) zal passen. Als de wikkeling niet past, moet één van de parameters uit het aantal wikkelingen, de draaddikte of de kerndiameter, of meer dan één parameter, worden bijgesteld tot de wikkeling optimaal past.

De wikkelopstelling is van cruciaal belang, aangezien de bedrijfsprestaties en de betrouwbaarheid van de transformator er in belangrijke mate van afhangen. Het verdient aanbeveling een sandwich-opstelling of -structuur voor de wikkeling te gebruiken om inductielekkage te beperken, zoals aangegeven in fig. 5.

Ook moet het ontwerp, om te voldoen aan de internationale veiligheidsvoorschriften, voldoende isolatiebereik hebben tussen de primaire en secundaire wikkelingslagen. Dit kan worden verzekerd door een marge-wikkelstructuur aan te wenden, of door een secundaire draad te gebruiken met drievoudig geïsoleerde draad, zoals getoond in het volgende respectieve cijfer

Het gebruik van drievoudig geïsoleerde draad voor de secundaire wikkeling wordt de gemakkelijkste optie om snel te voldoen aan de internationale veiligheidswetten betreffende flyback SMPS ontwerpen. Dergelijke versterkte draden kunnen echter een iets grotere dikte hebben in vergelijking met de normale variant die de wikkeling dwingt meer ruimte in beslag te nemen, en kunnen extra inspanning vereisen om binnen de geselecteerde spoel te worden ondergebracht.

Stap 9

Hoe het primaire klemcircuit te ontwerpen

In de schakelsequentie, voor de UIT-perioden van de mosfet, wordt een hoge spanningspiek in de vorm van lekinductie over de mosfet-drain/bron gelegd, wat kan resulteren in een lawine-doorslag, waardoor de mosfet uiteindelijk wordt beschadigd.

Om dit tegen te gaan wordt gewoonlijk een klemschakeling over de primaire wikkeling geconfigureerd, die de opgewekte piek onmiddellijk beperkt tot een of andere veilige lagere waarde.

U vindt een paar klemschakelingontwerpen die voor dit doel kunnen worden opgenomen, zoals in de volgende figuur wordt getoond.

Deze zijn namelijk RCD-klem, en Diode/Zener-klem, waarbij de laatste veel gemakkelijker te configureren en te implementeren is dan de eerste optie. In deze klemschakeling gebruiken we een combinatie van een gelijkrichterdiode en een hoogspannings-Zenerdiode zoals een TVS (transient voltage suppressor) voor het afklemmen van de spanningspiek.

De functie van de Zenerdiode is het efficiënt afklemmen of beperken van de spanningspiek totdat de lekspanning volledig door de Zenerdiode is gerangeerd. Het voordeel van een diode Zener clamp is dat de schakeling alleen activeert en klemt wanneer de gecombineerde waarde van VR en Vspike de breakdown spec van de Zener diode overschrijdt, en omgekeerd, zolang de piek onder de Zener breakdown of een veilig niveau ligt, kan de klem helemaal niet in werking treden, waardoor geen onnodige vermogensdissipatie mogelijk is.

Hoe klemdiode/Zener-rating

Het moet altijd tweemaal de waarde van de gereflecteerde spanning VR zijn, of de veronderstelde piekspanning.
De gelijkrichterdiode moet ultrasnel herstel of een schottky-type diode zijn met een rating hoger dan de maximale tussenkringspanning.

De alternatieve optie van RCD-type klemming heeft het nadeel van het vertragen van de dv/dt van de MOSFET. Hier wordt de weerstandsparameter van de weerstand van cruciaal belang bij het beperken van de spanningspiek. Als een lage waarde voor Rclamp wordt gekozen, zou dit de piekbescherming verbeteren, maar zou de dissipatie kunnen toenemen en energie kunnen verspillen. Omgekeerd zou een hogere waarde van de R-clamp de dissipatie helpen minimaliseren, maar mogelijk niet zo effectief zijn in het onderdrukken van de spikes.

Refererend naar de bovenstaande figuur, om ervoor te zorgen dat VR = Vspike, zou de volgende formule kunnen worden gebruikt

Waarbij Lleak de inductantie van de transformator aangeeft, en kan worden gevonden door een kortsluiting over de secundaire wikkeling te maken, of als alternatief kan een vuistregelwaarde worden opgenomen door 2 tot 4% van de primaire inductantiewaarde toe te passen.

In dit geval zou de condensator Cclamp aanzienlijk groot moeten zijn om een stijging van de spanning tijdens de absorptieperiode van de lekkenergie te verhinderen.

De waarde van Cclamp kan worden gekozen tussen 100pF tot 4,7nF, de energie die in deze condensator is opgeslagen, zal tijdens elkej schakelcyclus snel door Rclamp worden ontladen en vernieuwd.

Stap10

Hoe uitgangsgelijkrichterdiode selecteren

Dit kan worden berekend met behulp van de bovenstaande formule.

Zorg ervoor dat u de specificaties zodanig selecteert dat de maximale sperspanning of de VRRM van de diode niet minder is dan 30% van de VRVdiode, en zorg er ook voor dat de IF of de lawine voorwaartse stroom spec minimaal 50% groter is dan de IsecRMS. Ga bij voorkeur voor een schottky diode om geleidingsverliezen te minimaliseren.

Met een DCM-schakeling kan de Flyback piekstroom hoog zijn, probeer daarom een diode te kiezen met een lagere voorwaartse spanning en een relatief hogere stroom specs, met betrekking tot het gewenste efficiëntieniveau.

Stap11

Hoe de waarde van de uitgangscondensator te selecteren

Het selecteren van een correct berekende uitgangscondensator tijdens het ontwerpen van een flyback kan uiterst cruciaal zijn, omdat in een flyback-topologie opgeslagen inductieve energie niet beschikbaar is tussen de diode en de condensator, wat impliceert dat de waarde van de condensator moet worden berekend door rekening te houden met 3 belangrijke criteria:

1) Capaciteit
2) ESR
3) RMS-stroom

De minimaal mogelijke waarde kan worden geïdentificeerd afhankelijk van de functie van de maximaal aanvaardbare piek-tot-piek uitgangsrimpelspanning, en kan worden geïdentificeerd aan de hand van de volgende formule:

Waarbij Ncp het aantal klokpulsen aan primaire zijde betekent dat door de regelterugkoppeling wordt vereist voor het regelen van de belasting vanaf de gespecificeerde maximum- en minimumwaarden. Hiervoor zijn doorgaans ongeveer 10 tot 20 schakelcycli nodig.
Iout staat voor de maximale uitgangsstroom (Iout = Poutmax / Vout).

Om de maximale RMS-waarde voor de uitgangscondensator te bepalen, gebruikt u de volgende formule:

Voor een gespecificeerde hoge schakelfrequentie van de flyback zal de maximale piekstroom aan de secundaire zijde van de transformator een navenant hoge rimpelspanning opwekken, die over de equivalente ESR van de uitgangscondensator wordt opgelegd. Daarom moet ervoor worden gezorgd dat de ESRmax-waarde van de condensator niet hoger is dan de gespecificeerde aanvaardbare rimpelstroomcapaciteit van de condensator.

Het uiteindelijke ontwerp kan fundamenteel de gewenste spanningswaarde en rimpelstroomcapaciteit van de condensator omvatten, gebaseerd op de werkelijke verhouding van de geselecteerde uitgangsspanning en stroom van de flyback.

Zorg ervoor dat de ESR-waarde wordt bepaald aan de hand van het gegevensblad, gebaseerd op de frequentie hoger dan 1kHz, waarvan doorgaans mag worden aangenomen dat deze tussen 10kHz en 100kHz ligt.

Het zou interessant zijn op te merken dat een solitaire condensator met een lage ESR-specificatie voldoende kan zijn om de uitgangsrimpel onder controle te houden. U kunt proberen om een kleine LC filter voor hogere piekstromen, vooral als de flyback is ontworpen om te werken met een DCM-modus, die een redelijk goede rimpelspanning controle aan de uitgang zou kunnen garanderen.

Step12

Volgende belangrijke overwegingen:

A) Hoe Voltage en Stroom rating te selecteren, voor de primaire kant Bridge gelijkrichter.

Het kan worden gedaan met behulp van de bovenstaande vergelijking.

In deze formule staat PF voor de arbeidsfactor van de voeding, we kunnen 0,5 toepassen in het geval dat een goede referentie buiten bereik komt te liggen. Voor de bruggelijkrichter selecteert u de diodes of de module met een nominale stroomsterkte die 2 maal hoger is dan de IACRMS. Voor de spanningswaarde kan 600 V worden gekozen voor een ingangsspecificatie van maximaal 400 V AC.

B) Hoe kiest u de weerstand voor de stroomdetectie (Rsense):

Het kan worden berekend met de volgende vergelijking. De detectie weerstand Rsense is opgenomen om het maximale vermogen aan de uitgang van de flyback te interpreteren. De waarde van Vcsth kan worden bepaald aan de hand van het IC-gegevensblad van de regelaar, Ip(max) staat voor de primaire stroom.

C) Selecteren van de VCC van de condensator:

Een optimale capaciteitswaarde is van cruciaal belang voor de ingangscondensator om een goede opstartperiode te realiseren. Gewoonlijk voldoet elke waarde tussen 22uF en 47uF prima. Als deze waarde echter veel lager wordt gekozen, kan dit leiden tot een “under voltage lockout” op het controller-IC, voordat de Vcc zich door de converter kan ontwikkelen. Integendeel, een grotere capaciteitswaarde kan resulteren in een ongewenste vertraging van de opstarttijd van de converter.

Zorg er bovendien voor dat deze condensator van de beste kwaliteit is, met zeer goede ESR en rimpelspanning specificaties, op gelijke voet met de uitgangscondensator specificaties. Het wordt sterk aanbevolen om een andere kleinere waarde condensator in de orde van grootte van 100nF, parallel aan de hierboven besproken condensator, en zo dicht mogelijk bij de controller IC’s Vcc / aarde pinouts.

D) Het configureren van de feedback loop:

Feedback loop compensatie wordt belangrijk om de generatie van oscillatie te stoppen. Het configureren van luscompensatie kan eenvoudiger zijn voor DCM-modus flyback dan voor een CCM, omdat er geen “rechter halfvlak nul” in de eindtrap aanwezig is en er dus geen compensatie nodig is.

Zoals aangegeven in bovenstaande figuur is een eenvoudige RC (Rcomp, Ccomp) meestal net voldoende om een goede stabiliteit in de lus te handhaven. In het algemeen kan de waarde van Rcomp worden gekozen tussen 1K en 20K, terwijl Ccomp tussen 100nF en 470pF kan liggen.