How to Design a Flyback Converter – Comprehensive Tutorial

Konfiguracja typu flyback jest preferowaną topologią w projektach aplikacji SMPS głównie dlatego, że gwarantuje całkowitą izolację wyjściowego prądu stałego od wejściowego prądu przemiennego. Inne cechy to niski koszt produkcji, prostota konstrukcji i nieskomplikowana implementacja. Niskoprądowe wersje DCM konwerterów flyback, których specyfikacja wyjściowa jest niższa niż 50 W, są szerzej stosowane niż większe wysokoprądowe odpowiedniki.

Zapoznajmy się ze szczegółami z wyczerpującym wyjaśnieniem w następujących punktach:

Comprehensive Design Guide for Off-line Fixed Frequency DCM Flyback Converter

Flyback Modes of Operations: DCM i CCM

Poniżej widzimy podstawowy schemat ideowy konwertera typu flyback. Główne sekcje w tym projekcie to transformator, przełączający mosfet Q1 po stronie pierwotnej, mostek prostowniczy po stronie wtórnej D1, kondensator filtrujący do wygładzania wyjścia z D1 i stopień kontrolera PWM, który może być układem scalonym.

Ten typ konstrukcji flyback może mieć tryb pracy CCM (tryb ciągłego przewodzenia) lub DCM (tryb nieciągłego przewodzenia) w zależności od tego, jak skonfigurowany jest MOSFET mocy T1.

Podstawowo, w trybie DCM mamy całą energię elektryczną zmagazynowaną w pierwotnym transformatorze przeniesioną na stronę wtórną za każdym razem, gdy MOSFET jest wyłączany podczas cykli przełączania (zwanych również okresem flyback), co prowadzi do tego, że prąd strony pierwotnej osiąga potencjał zerowy, zanim T1 jest w stanie włączyć się ponownie w swoim następnym cyklu przełączania.

W trybie CCM, energia elektryczna zmagazynowana w pierwotnej części nie ma szansy na pełne przeniesienie lub indukowanie się po stronie wtórnej.

Dzieje się tak dlatego, że każdy z kolejnych impulsów przełączających z kontrolera PWM włącza T1 zanim transformator przekaże swoją pełną zmagazynowaną energię do obciążenia. Oznacza to, że prądy zwrotne (ILPK i ISEC) nigdy nie mogą osiągnąć potencjału zerowego podczas każdego z cykli przełączania.

Różnicę pomiędzy tymi dwoma trybami pracy możemy zaobserwować na poniższym wykresie poprzez przebiegi prądu w pierwotnej i wtórnej części transformatora.

Oba tryby DCM i CCM mają swoje specyficzne zalety, które można poznać z poniższej tabeli:

W porównaniu do CCM, obwód trybu DCM wymaga większych poziomów prądu szczytowego w celu zapewnienia optymalnej mocy po stronie wtórnej transformatora. To z kolei wymaga, aby strona pierwotna była oceniana na wyższy prąd RMS, co oznacza, że MOSFET musi być oceniony na określony wyższy zakres.

W przypadkach, gdy projekt jest wymagany do zbudowania z ograniczonym zakresem prądu wejściowego i komponentów, wtedy zazwyczaj wybierany jest tryb CCM, co pozwala na zastosowanie relatywnie mniejszego kondensatora filtrującego i niższe straty przewodzenia na MOSFET i transformatorze.)

CCM staje się korzystne dla warunków, w których napięcie wejściowe jest niższe, podczas gdy prąd jest wyższy (ponad 6 amperów), projekty, które mogą być oceniane do pracy z mocą ponad 50 watów, z wyjątkiem wyjść na 5V, gdzie specyfikacja mocy może być niższa niż 50 watów.

Obraz powyżej wskazuje odpowiedź prądową po stronie pierwotnej trybów flyback i odpowiedni związek pomiędzy ich przebiegami trójkątnymi i trapezowymi.

IA na przebiegu trójkątnym wskazuje minimalny punkt inicjalizacji, który może być postrzegany jako zero, na początku okresu włączania MOSFET-u, a także wyższy poziom szczytowy prądu utrzymujący się w uzwojeniu pierwotnym transformatora w czasie do momentu ponownego włączenia MOSFET-u, podczas trybu pracy CCM.

IB może być postrzegane jako punkt końcowy wielkości prądu w czasie, gdy przełącznik MOSFET jest włączony (przedział Ton).

Normalizowana wartość prądu IRMS może być postrzegana jako funkcja współczynnika K (IA/IB) na osi Y.

Można to wykorzystać jako mnożnik w każdym przypadku, gdy trzeba obliczyć straty rezystancyjne dla różnych kształtów fali w odniesieniu do fali trapezowej o płaskim górnym przebiegu.

Okazuje to również dodatkowe nieuniknione straty przewodzenia prądu stałego uzwojenia transformatora i tranzystorów lub diod jako funkcję przebiegu prądu. Korzystając z tych rad projektant będzie w stanie zapobiec nawet 10-15% stratom przewodzenia przy dobrze obliczonym projekcie przekształtnika.

Rozważenie powyższych kryteriów może stać się kluczowe dla aplikacji zaprojektowanych do obsługi dużych prądów RMS i wymagających optymalnej sprawności jako kluczowej cechy.

Może być możliwe wyeliminowanie dodatkowych strat miedzi, chociaż może to wymagać znacznych rozmiarów rdzenia, aby pomieścić niezbędny większy obszar okna uzwojenia, w przeciwieństwie do sytuacji, w których tylko specyfikacje rdzenia stają się kluczowe.

Jak rozumiemy do tej pory, tryb pracy DCM umożliwia użycie transformatora o mniejszych rozmiarach, posiada lepszą odpowiedź przejściową i działa z minimalnymi stratami przełączania.

Dlatego ten tryb staje się wysoce zalecany dla obwodów flyback określonych dla wyższych napięć wyjściowych przy względnie niższych wymaganiach amperowych.

Ale może być możliwe zaprojektowanie konwertera flyback do pracy z trybami DCM jak i CCM, jedna rzecz musi być pamiętana, że podczas przejścia z trybu DCM do CCM, ta funkcja przesuwania przekształca się w pracę dwubiegunową, dając podstawę do niskiej impedancji konwertera.

Ta sytuacja sprawia, że konieczne jest uwzględnienie dodatkowych strategii projektowych, w tym różnych pętli (sprzężenia zwrotnego) i kompensacji zbocza w odniesieniu do układu wewnętrznej pętli prądowej. Praktycznie oznacza to, że musimy się upewnić, że przekształtnik jest zaprojektowany głównie dla trybu CCM, ale jest w stanie pracować w trybie DCM, gdy na wyjściu używane są lżejsze obciążenia.

Ciekawe może być to, że przy użyciu zaawansowanych modeli transformatorów, może stać się możliwe wzmocnienie przekształtnika CCM poprzez czystszą i lżejszą regulację obciążenia, jak również wysoką regulację krzyżową w szerokim zakresie obciążenia poprzez transformator o stopniowanym odstępie.

W takich przypadkach mała szczelina rdzenia jest wymuszana przez wprowadzenie elementu zewnętrznego, takiego jak taśma izolacyjna lub papier, w celu początkowego wywołania wysokiej indukcyjności, a także umożliwienia pracy CCM z lżejszymi obciążeniami. Omówimy to szczegółowo w kolejnych artykułach.

Mając tak wszechstronną charakterystykę trybu DCM, nic dziwnego, że staje się on popularnym wyborem, gdy trzeba zaprojektować bezproblemowy, wydajny i energooszczędny SMPS.

Poniżej poznamy instrukcje krok po kroku dotyczące tego, jak zaprojektować konwerter typu flyback pracujący w trybie DCM.

Równania projektowe DCM Flyback i wymagania dotyczące decyzji sekwencyjnych

Krok 1:
Ocena i oszacowanie wymagań projektowych. Wszystkie projekty SMPS muszą rozpocząć się od oceny i określenia specyfikacji systemu. Będziesz musiał określić i przydzielić następujące parametry:

Wiemy, że parametr sprawności jest kluczowym parametrem, który musi być ustalony jako pierwszy, najłatwiejszym sposobem jest ustalenie celu na poziomie około 75% do 80%, nawet jeśli Twój projekt jest projektem niskokosztowym. Częstotliwość przełączania oznaczona jako

Fsw ogólnie musi być kompromis podczas uzyskiwania najlepszych wielkości transformatora i strat poniesionych z powodu przełączania i EMI. Co oznacza, że trzeba zdecydować się na częstotliwość przełączania co najmniej poniżej 150kHz. Zazwyczaj może to być wybrane pomiędzy 50kHz i 100kHz zakres.

Ponadto, w przypadku gdy więcej niż jedno wyjście jest wymagane do włączenia do projektu, maksymalna wartość mocy Pout będzie musiała być dostosowana jako połączona wartość dwóch wyjść.

Może zainteresuje Cię fakt, że do niedawna najbardziej popularne konwencjonalne projekty SMPS posiadały mosfet i kontroler przełączania PWM jako dwa różne izolowane stopnie, zintegrowane razem na płytce PCB, ale obecnie w nowoczesnych SMPS te dwa stopnie można znaleźć osadzone wewnątrz jednego pakietu i produkowane jako pojedyncze układy scalone.

Głównie, parametry, które są zwykle brane pod uwagę podczas projektowania konwertera SMPS typu flyback to 1) Aplikacja lub specyfikacja obciążenia, 2) Koszt 3) Moc w trybie gotowości i 4) Dodatkowe funkcje ochronne.

Gdy używane są wbudowane układy scalone, zwykle sprawy stają się o wiele łatwiejsze, ponieważ wymaga to tylko transformatora i kilku zewnętrznych elementów pasywnych, które należy obliczyć w celu zaprojektowania optymalnego konwertera typu flyback.

Zajmijmy się szczegółami dotyczącymi obliczeń związanych z projektowaniem SMPS typu flaback.

Obliczanie kondensatora wejściowego Cin i zakresu wejściowego napięcia DC

W zależności od napięcia wejściowego i specyfikacji mocy, standardowa zasada doboru kondensatora Cin, który jest również określany jako kondensator obwodu pośredniego, może być poznana dzięki poniższym wyjaśnieniom:

W celu zapewnienia szerokiego zakresu pracy, dla kondensatora DC link można wybrać wartość 2uF na wat lub wyższą, co umożliwi uzyskanie dobrego zakresu jakości dla tego komponentu.

Następnie, może być wymagane określenie minimalnego napięcia wejściowego DC, które można uzyskać rozwiązując:

Gdzie rozładowanie staje się współczynnikiem obciążenia kondensatora DC link, który może być w przybliżeniu około 0,2

Na rysunku powyżej możemy zwizualizować napięcie kondensatora DC link. Jak widać, napięcie wejściowe powstaje przy maksymalnej mocy wyjściowej i minimalnym napięciu wejściowym AC, natomiast maksymalne napięcie wejściowe DC powstaje przy minimalnej mocy wejściowej (brak obciążenia) i przy maksymalnym napięciu wejściowym AC.

Podczas braku obciążenia, jesteśmy w stanie zaobserwować maksymalne napięcie wejściowe DC, podczas którego kondensator ładuje się na poziomie szczytu napięcia wejściowego AC, a wartości te można wyrazić następującym równaniem:

Krok3:

Ocena napięcia indukowanego Flyback VR, oraz maksymalnego napięcia naprężenia na MOSFET VDS. Napięcie VR indukowane przez Flyback może być rozumiane jako napięcie indukowane po stronie pierwotnej transformatora, gdy mosfet Q1 jest w stanie wyłączenia (OFF).

Powyższa funkcja wpływa z kolei na maksymalne napięcie znamionowe VDS mosfetu, które może być potwierdzone i zidentyfikowane przez rozwiązanie następującego równania:

Gdzie, Vspike jest skokiem napięcia generowanym z powodu indukcyjności upływu transformatora.

Na początek, można przyjąć 30% Vspike z VDSmax.

Następująca lista mówi nam ile napięcia odbitego lub indukowanego może być zalecane dla MOSFET o napięciu znamionowym 650V do 800V, i posiadającego początkową wartość graniczną VR niższą niż 100V dla oczekiwanego szerokiego zakresu napięcia wejściowego.

Wybranie właściwej wartości granicznej VR może być targowaniem się pomiędzy poziomem napięcia stresu nad prostownikiem wtórnym, a specyfikacją mosfetu po stronie pierwotnej.

Jeżeli VR jest wybrane bardzo wysokie poprzez zwiększony współczynnik skręcenia, spowoduje większe VDSmax, ale niższy poziom naprężenia napięcia na diodzie strony wtórnej.

A jeżeli VR jest wybrane zbyt małe poprzez mniejszy współczynnik skręcenia, spowoduje, że VDSmax będzie mniejsze, ale spowoduje wzrost poziomu naprężenia na diodzie strony wtórnej.

Większe VDSmax po stronie pierwotnej zapewni nie tylko niższy poziom naprężeń na diodzie po stronie wtórnej i redukcję prądu pierwotnego, ale również pozwoli na wdrożenie ekonomicznego projektu.

Flyback with DCM Mode

How to Calculate Dmax depending on Vreflected and Vinmin

Maksymalny cykl pracy może być oczekiwany przy instancjach VDCmin. Dla tej sytuacji możemy zaprojektować transformator wzdłuż progów DCM i CCM. W tym przypadku cykl pracy można przedstawić jako:

Krok 4:

Jak obliczyć prąd indukcyjności pierwotnej

W tym kroku obliczymy indukcyjność pierwotną i szczytowy prąd pierwotny.

Do identyfikacji prądu szczytowego można użyć następujących wzorów:

Po osiągnięciu powyższego możemy przejść dalej i obliczyć indukcyjność pierwotną używając poniższego wzoru, w granicach maksymalnego cyklu pracy.

Należy zachować ostrożność w odniesieniu do sprzężenia zwrotnego, nie może ono przejść w tryb CCM z powodu jakiejkolwiek formy nadmiernego obciążenia i w tym celu należy wziąć pod uwagę maksymalną specyfikację mocy podczas obliczania Poutmax w równaniu#5. Wspomniany warunek może również wystąpić w przypadku zwiększenia indukcyjności powyżej wartości Lprimax, więc należy zwrócić na to uwagę.

Krok 5:

Jak wybrać optymalną klasę i rozmiar rdzenia:

Wybór odpowiedniej specyfikacji i struktury rdzenia może wydawać się dość trudny, jeśli projektujesz flyback po raz pierwszy. Ponieważ może to obejmować znaczną liczbę czynników i zmiennych, które należy rozważyć. Kilka z nich, które mogą być kluczowe to geometria rdzenia (np. rdzeń EE/RM/Rdzeń PQ itp.), wymiary rdzenia (np. EE19, RM8 PQ20 itp.), oraz materiał rdzenia (np. 3C96. TP4, 3F3 etc).

Jeśli nie wiesz jak postępować z powyższymi specyfikacjami, skutecznym sposobem przeciwdziałania temu problemowi może być odwołanie się do standardowej instrukcji doboru rdzenia przez producenta rdzenia, lub możesz również skorzystać z pomocy poniższej tabeli, która w przybliżeniu podaje standardowe wymiary rdzenia podczas projektowania 65kHz DCM flyback, w odniesieniu do mocy wyjściowej.

Po zakończeniu wyboru rozmiaru rdzenia, nadszedł czas na wybór odpowiedniej bobiny, którą można nabyć zgodnie z arkuszem danych rdzenia. Dodatkowe właściwości cewki, takie jak liczba pinów, montaż PCB lub SMD, poziome lub pionowe pozycjonowanie wszystko to może być również konieczne do rozważenia jako preferowany projekt

Materiał rdzenia jest również istotne i musi być wybrany na podstawie częstotliwości, gęstości strumienia magnetycznego i strat rdzenia.

Na początek można spróbować wariantów o nazwach 3F3, 3C96 lub TP4A, należy pamiętać, że nazwy dostępnych materiałów rdzenia mogą być różne dla identycznych typów w zależności od konkretnego producenta.

Jak obliczyć minimalną liczbę zwojów w uzwojeniu pierwotnym

Gdzie termin Bmax oznacza maksymalną gęstość strumienia roboczego, Lpri mówi o indukcyjności pierwotnej, Ipri staje się szczytowym prądem pierwotnym, podczas gdy Ae identyfikuje pole przekroju poprzecznego wybranego typu rdzenia.

Należy pamiętać, że Bmax nigdy nie powinna przekraczać gęstości strumienia nasycenia (Bsat) określonej w karcie katalogowej materiału rdzenia. Można znaleźć niewielkie różnice w Bsat dla rdzeni ferrytowych w zależności od specyfikacji, takich jak rodzaj materiału i temperatura; jednak większość z nich będzie miała wartość zbliżoną do 400mT.

Jeśli nie znajdziesz szczegółowych danych referencyjnych, możesz wybrać Bmax równe 300mT. Chociaż wybór wyższego Bmax może pomóc w zmniejszeniu liczby zwojów pierwotnych i obniżeniu przewodnictwa, straty w rdzeniu mogą znacznie wzrosnąć. Spróbuj zoptymalizować wartości pomiędzy tymi parametrami, tak aby straty w rdzeniu i straty w miedzi były utrzymane w akceptowalnych granicach.

Krok 6:

Jak obliczyć liczbę zwojów dla głównego wyjścia wtórnego (Ns) i różnych wyjść pomocniczych (Naux)

Aby określić liczbę zwojów wtórnych, musimy najpierw znaleźć współczynnik skrętu (n), który można obliczyć za pomocą następującego wzoru:

Gdzie Np to liczba zwojów pierwotnych, a Ns to liczba zwojów wtórnych, Vout oznacza napięcie wyjściowe, a VD mówi nam o spadku napięcia na diodzie wtórnej.

Do obliczania liczby zwojów dla wyjść pomocniczych dla żądanej wartości Vcc można użyć następującego wzoru:

Uzwojenie pomocnicze ma zasadnicze znaczenie we wszystkich przekształtnikach typu flyback przy dostarczaniu początkowego zasilania rozruchowego do układu scalonego sterującego. To zasilanie VCC jest zwykle używane do zasilania przełączającego układu scalonego po stronie pierwotnej i może być ustalone zgodnie z wartością podaną w arkuszu danych układu scalonego. Jeśli obliczenie daje wartość niecałkowitą, po prostu zaokrąglij ją używając górnej wartości całkowitej tuż powyżej tej niecałkowitej liczby.

Jak obliczyć rozmiar drutu dla wybranego uzwojenia wyjściowego

Aby prawidłowo obliczyć rozmiary drutu dla kilku uzwojeń, musimy najpierw znaleźć specyfikację prądu RMS dla poszczególnych uzwojeń.

Jako punkt wyjścia, gęstość prądu od 150 do 400 mil na Ampera, może być wykorzystana do określenia grubości drutu. Poniższa tabela pokazuje odniesienie dla wyboru odpowiedniego przekroju drutu przy użyciu 200M/A, zgodnie z wartością prądu RMS. Pokazuje ona również średnicę drutu i podstawową izolację dla różnych przekrojów super emaliowanych drutów miedzianych.

Krok 8:

Rozważenie konstrukcji transformatora i projektu uzwojenia Iteracja

Po zakończeniu określania wyżej omówionych parametrów transformatora, kluczową sprawą staje się ocena, jak dopasować wymiar drutu i liczbę obrotów do obliczonego rozmiaru rdzenia transformatora i określonej szpuli. W celu optymalizacji parametrów rdzenia w odniesieniu do grubości drutu i liczby zwojów może być konieczne przeprowadzenie kilku iteracji lub eksperymentów.

Następny rysunek przedstawia obszar uzwojenia dla danego rdzenia EE. W odniesieniu do obliczonej grubości drutu i liczby zwojów dla pojedynczego uzwojenia, możliwe jest przybliżone oszacowanie, czy uzwojenie zmieści się w dostępnym obszarze uzwojenia (w i h), czy nie. Jeśli uzwojenie się nie zmieści, wówczas jeden z parametrów spośród liczby zwojów, grubości drutu lub rozmiaru rdzenia, lub więcej niż jeden parametr może wymagać dostrojenia, aż do uzyskania optymalnego dopasowania uzwojenia.

Układ uzwojenia jest kluczowy, ponieważ od niego w znacznym stopniu zależy wydajność pracy i niezawodność transformatora. Zaleca się stosowanie warstwowego układu lub struktury uzwojenia w celu ograniczenia upływu indukcyjności, jak pokazano na Rys. 5.

W celu spełnienia i dostosowania się do międzynarodowych zasad bezpieczeństwa, projekt musi mieć wystarczający zakres izolacji pomiędzy pierwotną i wtórną warstwą uzwojenia. Może to być zapewnione przez zastosowanie struktury z marginesem lub przez użycie drutu wtórnego z potrójną izolacją, jak pokazano na poniższym rysunku

Zastosowanie potrójnie izolowanego drutu w uzwojeniu wtórnym jest łatwiejszą opcją szybkiego potwierdzenia międzynarodowych przepisów bezpieczeństwa dotyczących projektów SMPS typu flyback. Jednakże takie wzmocnione druty mogą mieć nieco większą grubość w porównaniu z normalnym wariantem zmuszającym uzwojenie do zajmowania większej przestrzeni i mogą wymagać dodatkowego wysiłku, aby zmieścić się w wybranej bobinie.

Krok 9

Jak zaprojektować obwód zacisku pierwotnego

W sekwencji przełączania, dla okresów wyłączenia mosfetu, wysoki skok napięcia w formie indukcyjności upływu jest poddawany przez dren/źródło mosfetu, co może skutkować awarią lawinową, ostatecznie uszkadzając mosfet.

Aby temu zapobiec, obwód zaciskający jest zwykle konfigurowany na uzwojeniu pierwotnym, co natychmiast ogranicza generowany skok do bezpiecznej, niższej wartości.

Znajdziesz kilka projektów obwodów zaciskających, które mogą być włączone do tego celu, jak pokazano na poniższym rysunku.

Są to mianowicie zacisk RCD i zacisk diodowy/Zenera, gdzie ten drugi jest znacznie łatwiejszy do skonfigurowania i wdrożenia niż pierwsza opcja. W tym obwodzie zaciskowym używamy kombinacji diody prostowniczej i wysokonapięciowej diody Zenera, takiej jak TVS (transient voltage suppressor) do zaciśnięcia skoku przepięciowego.

Funkcją diody Zenera jest efektywne przycinanie lub ograniczanie skoku napięcia, dopóki napięcie upływu nie zostanie w pełni przeniesione przez diodę Zenera. Zaletą diody Zenera jest to, że obwód aktywuje się i zaciska tylko wtedy, gdy łączna wartość VR i Vspike przekracza specyfikację awarii diody Zenera, i odwrotnie, tak długo, jak pik jest poniżej awarii Zenera lub bezpiecznego poziomu, zacisk może w ogóle nie wyzwalać, nie pozwalając na niepotrzebne rozpraszanie mocy.

How to Select Clamping Diode/Zener Rating

Powinna ona być zawsze dwa razy większa od wartości napięcia odbitego VR, lub zakładanego napięcia spajka.
Dioda prostownicza powinna być ultraszybko odzyskiwalna lub typu schottky o wartości znamionowej wyższej niż maksymalne napięcie obwodu pośredniego.

Alternatywna opcja zaciskania typu RCD ma wadę polegającą na spowolnieniu dv/dt MOSFET-a. W tym przypadku parametr rezystancji rezystora staje się kluczowy przy ograniczaniu skoków napięcia. Jeśli wybrana zostanie mała wartość Rclamp, poprawi to ochronę przed skokami napięcia, ale może zwiększyć rozpraszanie i marnowanie energii. I odwrotnie, jeśli wybierzemy wyższą wartość Rclamp, pomoże to zminimalizować rozpraszanie, ale może nie być tak skuteczne w tłumieniu skoków napięcia.

Przywołując powyższy rysunek, aby zapewnić, że VR = Vspike, można zastosować następujący wzór

Gdzie Lleak oznacza indukcyjność transformatora i może być znaleziona przez zwarcie uzwojenia wtórnego lub alternatywnie, można przyjąć wartość kciuka stosując 2 do 4% wartości indukcyjności pierwotnej.

W tym przypadku kondensator Cclamp powinien być znacznie większy, aby zahamować wzrost napięcia w okresie absorpcji energii upływu.

Wartość Cclamp może być dobrana w zakresie od 100pF do 4.7nF, energia zmagazynowana wewnątrz tego kondensatora będzie rozładowywana i odświeżana przez Rclamp szybko podczas każdego cyklu przełączania.

Krok10

Jak dobrać wyjściową diodę prostowniczą

Można to obliczyć za pomocą wzoru przedstawionego powyżej.

Upewnij się, aby wybrać specyfikacje takie, że maksymalne napięcie wsteczne lub VRRM diody jest nie mniej niż 30% niż VRVdiody, a także upewnij się, że IF lub lawinowy prąd forward spec jest minimum 50% większy niż IsecRMS. Najlepiej wybrać diodę schottky’ego, aby zminimalizować straty przewodzenia.

W przypadku obwodu DCM szczytowy prąd Flyback może być wysoki, dlatego spróbuj wybrać diodę o niższym napięciu zasilania i relatywnie wyższej specyfikacji prądowej, w odniesieniu do pożądanego poziomu sprawności.

Krok 11

Jak dobrać wartość kondensatora wyjściowego

Wybór prawidłowo obliczonego kondensatora wyjściowego podczas projektowania układu Flyback może być niezwykle istotny, ponieważ w topologii flyback zmagazynowana energia indukcyjna jest niedostępna pomiędzy diodą a kondensatorem, co oznacza, że wartość kondensatora musi być obliczona z uwzględnieniem 3 ważnych kryteriów:

1) Pojemność
2) ESR
3) Prąd RMS

Minimalna możliwa wartość może być określona w zależności od funkcji maksymalnego dopuszczalnego napięcia tętnień wyjściowych od szczytu do szczytu, i może być określona za pomocą następującego wzoru:

Gdzie Ncp oznacza liczbę impulsów zegarowych strony pierwotnej wymaganych przez sprzężenie zwrotne sterowania dla kontroli powinowactwa od określonych wartości maksymalnych i minimalnych. Zazwyczaj może to wymagać około 10 do 20 cykli przełączania.
Iout odnosi się do maksymalnego prądu wyjściowego (Iout = Poutmax / Vout).

Aby określić maksymalną wartość RMS dla kondensatora wyjściowego, należy użyć następującego wzoru:

Dla określonej wysokiej częstotliwości przełączania sprzężenia zwrotnego, maksymalny prąd szczytowy ze strony wtórnej transformatora wygeneruje odpowiednio wysokie napięcie tętnienia, nałożone na równoważny ESR kondensatora wyjściowego. Biorąc to pod uwagę, należy upewnić się, że ESRmax kondensatora nie przekracza określonej dopuszczalnej zdolności prądowej tętnień kondensatora.

Końcowy projekt może zasadniczo obejmować pożądane napięcie znamionowe i zdolność prądową tętnień kondensatora, w oparciu o rzeczywisty stosunek wybranego napięcia wyjściowego i prądu flyback.

Upewnij się, że wartość ESR jest określona z arkusza danych w oparciu o częstotliwość wyższą niż 1kHz, która może być typowo przyjęta w zakresie od 10kHz do 100kHz.

Byłoby interesujące zauważyć, że pojedynczy kondensator z niskim ESR spec może być wystarczające do kontroli tętnienia wyjścia. Można spróbować dołączyć mały filtr LC dla wyższych prądów szczytowych, szczególnie jeśli flyback jest zaprojektowany do pracy w trybie DCM, co może zagwarantować dość dobrą kontrolę napięcia tętnień na wyjściu.

Krok 12

Dalsze ważne rozważania:

A) Jak dobrać napięcie i prąd znamionowy, dla prostownika mostkowego po stronie pierwotnej.

Można to zrobić za pomocą powyższego równania.

W tym wzorze PF oznacza współczynnik mocy źródła zasilania, możemy zastosować 0,5 w przypadku, gdy odpowiednia wartość odniesienia jest niedostępna. Do mostka prostowniczego należy wybrać diody lub moduł o wartości znamionowej amperów przewodzenia 2 razy większej niż IACRMS. Dla napięcia znamionowego, może być wybrany na 600V dla maksymalnej specyfikacji 400V AC input.

B) Jak wybrać Current Sense Resistor (Rsense):

Można go obliczyć za pomocą następującego równania. Rezystor detekcji Rsense jest włączony do interpretacji maksymalnej mocy na wyjściu flyback. Wartość Vcsth może być określona przez odniesienie do arkusza danych IC kontrolera, Ip(max) oznacza prąd pierwotny.

C) Wybór VCC kondensatora:

Optymalna wartość pojemności jest kluczowa dla kondensatora wejściowego do oddania prawidłowego okresu rozruchu. Zazwyczaj każda wartość pomiędzy 22uF do 47uF wykonuje zadanie ładnie. Jeśli jednak wartość ta jest wybrana znacznie niższa może spowodować wyzwolenie „blokady podnapięciowej” na kontrolerze IC, zanim Vcc będzie w stanie rozwinąć się przez konwerter. Wręcz przeciwnie, większa wartość pojemności może spowodować niepożądane opóźnienie czasu rozruchu konwertera.

Dodatkowo, upewnij się, że kondensator jest z najlepszej jakości, o bardzo dobrym ESR i specyfikacji prądu tętnień, na równi ze specyfikacją kondensatora wyjściowego. Zdecydowanie zaleca się podłączenie innego kondensatora o mniejszej wartości rzędu 100nF, równolegle do wyżej omawianego kondensatora i jak najbliżej wyprowadzeń Vcc/uziemienia układu scalonego kontrolera.

D) Konfigurowanie pętli sprzężenia zwrotnego:

Kompensacja pętli sprzężenia zwrotnego staje się ważna, aby zatrzymać generowanie oscylacji. Konfiguracja kompensacji pętli może być prostsza w przypadku trybu DCM niż CCM, ze względu na brak „prawego półpłaszczyznowego zera” w stopniu mocy, a zatem kompensacja nie jest wymagana.

Jak pokazano na powyższym rysunku, prosty układ RC (Rcomp, Ccomp) w większości przypadków wystarcza do utrzymania dobrej stabilności w całej pętli. Generalnie wartość Rcomp może być dobrana w zakresie od 1K do 20K, natomiast Ccomp może być w zakresie od 100nF do 470pF.