Hur man utformar en flybackkonverter – omfattande handledning

En flybackkonfiguration är den föredragna topologin i SMPS-tillämpningar, främst för att den garanterar fullständig isolering av utgången DC från ingångsströmmen AC. Andra egenskaper är låg tillverkningskostnad, enklare konstruktion och okomplicerad implementering. Den lågströms DCM-versionen av flybackomvandlare som omfattar utgångsspecifikation lägre än 50 watt används i större utsträckning än de större högströms motsvarigheterna.

Låt oss lära oss detaljerna med en omfattande förklaring genom följande punkter:

Comprehensive Design Guide for Off-line Fixed Frequency DCM Flyback Converter

Flyback Modes of Operations: DCM och CCM

Nedan ser vi den grundläggande schematiska utformningen av en flybackomvandlare. De viktigaste delarna i denna konstruktion är transformatorn, den kopplande effektmosfeten Q1 på primärsidan, brygglikriktaren på sekundärsidan D1, en filterkondensator för utjämning av utgången från D1 och ett PWM-reglersteg som kan vara en IC-styrd krets.

Denna typ av flybackkonstruktion kan ha ett CCM (kontinuerligt ledningsläge) eller DCM (diskontinuerligt ledningsläge) driftssätt baserat på hur effektmosfet T1 är konfigurerad.

I grund och botten har vi i DCM-läge hela den elektriska energi som finns lagrad i transformatorns primärdel som överförs över sekundärsidan varje gång MOSFET:n stängs av under sina kopplingscykler (även kallad flyback-perioden), vilket leder till att strömmen på primärsidan når en nollpotential innan T1 kan koppla på igen i sin nästa kopplingscykel.

I CCM-läget får den elektriska energi som lagras i primärsidan inte möjlighet att fullt ut överföras eller induceras över sekundärsidan.

Detta beror på att var och en av de efterföljande kopplingsimpulserna från PWM-regulatorn slår på T1 innan transformatorn har överfört hela sin lagrade energi till lasten. Detta innebär att flybackströmmen (ILPK och ISEC) aldrig tillåts nå nollpotentialen under var och en av omkopplingscyklerna.

Vi kan bevittna skillnaden mellan de två driftlägena i följande diagram genom de nuvarande vågformsmönstren över transformatorns primära och sekundära sektion.

Både DCM- och CCM-lägena har sina specifika fördelar, vilket kan utläsas av följande tabell:

Vid jämförelse med CCM kräver kretsen för DCM-läget större nivåer av toppströmmar för att säkerställa optimal effekt över transformatorns sekundärsida. Detta kräver i sin tur att primärsidan ska vara dimensionerad för högre effektivström, vilket innebär att MOSFET:n måste vara dimensionerad för det angivna högre intervallet.

I de fall där konstruktionen måste byggas med ett begränsat utbud av ingångsströmmar och komponenter väljs vanligtvis en fyback i CCM-läge, vilket gör det möjligt för konstruktionen att använda en relativt mindre filterkondensator och en lägre ledningsförlust på MOSFET:n och transformatorn).

CCM blir gynnsamt för förhållanden där ingångsspänningen är lägre, medan strömmen är högre ( över 6 ampere), konstruktioner som kan vara dimensionerade för att arbeta med en effekt på över 50 watt, med undantag för utgångar vid 5V där effektspecifikationen kan vara lägre än 50 watt.

Bilden ovan visar strömresponsen på primärsidan av flybacklägena och motsvarande förhållande mellan deras triangulära och trapetsformade vågformer.

IA på den triangulära vågformen anger den minimala initialiseringspunkten, som kan ses som noll, i början av MOSFET:s inkopplingsperiod, och även en högre toppnivå för strömmen som kvarstår i transformatorns primärlindning vid den tidpunkt då MOSFET:en återigen inkopplas, under driftläget CCM.

IB kan uppfattas som slutpunkten för strömstorleken medan mosfetbrytaren är påslagen (Ton-intervallet).

Det normaliserade strömvärdet IRMS kan ses som en funktion av K-faktorn (IA/IB) över Y-axeln.

Detta kan användas som multiplikator när resistiva förluster måste beräknas för ett varierat antal vågformer med hänvisning till en trapezoidvågform som har en platt övre vågform.

Detta visar också de extra oundvikliga likströmsledningsförlusterna för transformatorlindningen och transistorerna eller dioderna som en funktion av en strömvågform. Genom att använda dessa råd kan konstruktören förhindra så bra som 10 till 15 % ledningsförluster med en sådan välberäknad omformarkonstruktion.

Att ta hänsyn till ovanstående kriterier kan bli mycket viktigt för tillämpningar som är utformade för att hantera höga RMS-strömmar, och som kräver en optimal effektivitet som nyckelegenskaper.

Det kan vara möjligt att eliminera de extra kopparförlusterna, även om det kan kräva en formidabel kärnstorlek för att rymma den nödvändiga större lindningsfönsterytan, i motsats till situationer där endast kärnspecifikationerna blir avgörande.

Som vi har förstått hittills möjliggör ett DCM-driftsätt användning av en transformator av lägre storlek, besitter större transientrespons och fungerar med minimala kopplingsförluster.

Det här läget blir därför starkt rekommenderat för flybackkretsar som är specificerade för högre utgångsspänningar med relativt lägre amperekrav.

Och även om det kan vara möjligt att konstruera en flybackomvandlare så att den fungerar med såväl DCM- som CCM-lägen, måste man komma ihåg en sak, nämligen att vid övergången från DCM- till CCM-läget förvandlas denna skiftfunktion till en 2-polig drift, vilket ger upphov till en låg impedans för omvandlaren.

Denna situation gör det nödvändigt att införliva ytterligare konstruktionsstrategier, inklusive olika slingor (återkoppling) och lutningskompensation med avseende på det inre strömslingesystemet. I praktiken innebär detta att vi måste se till att omvandlaren i första hand är konstruerad för ett CCM-läge, men ändå kan arbeta med DCM-läge när lättare belastningar används vid utgången.

Det kan vara intressant att veta att genom att använda avancerade transformatormodeller kan det bli möjligt att förbättra en CCM-omvandlare genom en renare och lättare belastningsreglering, samt en hög tvärreglering över ett brett belastningsintervall genom en stepped-gap-transformator.

I sådana fall tvingas ett litet kärngap fram genom att man sätter in ett externt element, t.ex. en isoleringstejp eller papper, för att initialt inducera en hög induktans och även möjliggöra CCM-drift med lättare laster. Vi kommer att diskutera detta utförligt någon annan gång i mina efterföljande artiklar.

Med sådana mångsidiga DCM-lägesegenskaper är det ingen överraskning att detta blir det populära valet när ett problemfritt, effektivt och energisnålt SMPS måste konstrueras.

I det följande kommer vi att lära oss steg för steg instruktioner om hur man konstruerar en flybackkonverter i DCM-läge.

DCM Flyback Design Equations and Sequential Decision Requirements

Steg#1:
Bedöm och uppskatta dina konstruktionskrav. All SMPS-konstruktion måste börja med att bedöma och bestämma systemspecifikationerna. Du måste definiera och tilldela följande parametrar:

Vi vet att effektivitetsparametern är den avgörande parametern som måste bestämmas först, det enklaste sättet att gå tillväga är att sätta upp ett mål på cirka 75-80 %, även om din konstruktion är en lågkostnadsdesign. Skjutfrekvensen som betecknas som

Fsw måste i allmänhet kompromissas samtidigt som man får det bästa av transformatorstorlek och förluster som uppstår på grund av växling, och EMI. Detta innebär att man kan behöva bestämma sig för en kopplingsfrekvens som ligger åtminstone under 150 kHz. Vanligtvis kan detta väljas mellan 50kHz och 100kHz.

För övrigt, om mer än en utgång måste ingå i konstruktionen, måste det maximala effektvärdet Pout justeras som det kombinerade värdet av de två utgångarna.

Det kan vara intressant att veta att de mest populära konventionella SMPS-konstruktionerna fram till nyligen hade mosfeten och PWM-omkopplingsregulatorn som två olika isolerade steg, integrerade tillsammans över en kretskortslayout, men numera kan man i moderna SMPS-enheter finna dessa två steg inbäddade i ett paket och tillverkade som enstaka IC:er.

De parametrar som vanligtvis beaktas vid utformning av en flyback SMPS-omvandlare är i huvudsak 1) applikationen eller lastspecifikationerna, 2) kostnaden, 3) standbyeffekten och 4) ytterligare skyddsfunktioner.

När inbäddade IC:er används blir det vanligtvis mycket enklare, eftersom det bara krävs att transformatorn och ett fåtal externa passiva komponenter beräknas för att utforma en optimal flyback-omvandlare.

Låt oss gå in på detaljerna när det gäller de inblandade beräkningarna för att konstruera en flaback SMPS.

Beräkning av ingångskondensatorn Cin och ingångs DC-spänningsområdet

Avhängigt av specifikationerna för ingångsspänning och effekt kan standardregeln för val av Cin, som också kallas DC-länkkondensator, utläsas av följande förklaringar:

För att säkerställa ett brett driftsområde kan ett värde på 2uF per watt eller högre väljas för en likströmslänkkondensator, vilket gör det möjligt för dig att ha ett bra kvalitetsområde för denna komponent.

Nästan kan det krävas att bestämma den minsta likströmsingångsspänningen som kan erhållas genom att lösa:

Varvid urladdningen blir DC link kondensatorns arbetsförhållande, vilket kan vara ungefär 0,2

I figuren ovan kan vi visualisera DC link kondensatorspänningen. Som framgår uppstår ingångsspänningen vid maximal utgångseffekt och minsta ingående växelspänning, medan den maximala likströmsingångsspänningen uppstår vid minimal ingångseffekt (avsaknad av belastning) och vid maximal ingående växelspänning.

Under inget belastningstillstånd kan vi se en maximal likströmsingångsspänning, under vilken kondensatorn laddas på toppnivån för växelströmsingångsspänningen, och dessa värden kan uttryckas med följande ekvation:

Stegp3:

Utvärdering av den Flyback-inducerade spänningen VR och den maximala spänningsbelastningen på MOSFET:n VDS. Den Flyback-inducerade spänningen VR kan förstås som den spänning som induceras över transformatorns primärsida när mosfeten Q1 är avstängd.

Ovanstående funktion påverkar i sin tur maximal VDS-klassning för mosfeten, vilket kan bekräftas och identifieras genom att lösa följande ekvation:

Varvid Vspike är den spänning som genereras på grund av transformatorns läckageinduktans.

För att börja med kan man ta ut 30 % Vspike ur VDSmax.

Följande lista talar om hur mycket reflekterad spänning eller inducerad spänning som kan rekommenderas för en 650V till 800V klassad MOSFET, och som har ett initialt gränsvärde VR lägre än 100V för ett förväntat stort ingångsspänningsområde.

Att välja rätt VR kan vara en affär mellan nivån av spänningsstress över den sekundära likriktaren och primärsidans mosfetspecifikationer.

Om VR väljs mycket högt genom ett ökat vändningsförhållande, skulle det ge upphov till en större VDSmax, men en lägre spänningsstressnivå på sekundärsidans diod.

Och om VR väljs för litet genom ett mindre vändningsförhållande, skulle det ge upphov till att VDSmax blir mindre, men det skulle leda till att spänningsstressnivån på sekundärsidans diod ökar.

En större VDSmax på primärsidan skulle inte bara säkerställa en lägre stressnivå på dioden på sekundärsidan och en minskning av primärströmmen, utan också göra det möjligt att genomföra en kostnadseffektiv konstruktion.

Flyback med DCM-läge

Hur man beräknar Dmax beroende på Vreflected och Vinmin

En maximal duty cycle kan förväntas vid instanser av VDCmin. För denna situation kan vi utforma transformatorn längs tröskelvärdena för DCM och CCM. I det här fallet kan duty cycle presenteras som:

Steg4:

Hur man beräknar primär induktansströmmen

I det här steget kommer vi att beräkna primär induktans och primär toppström.

Följande formler kan användas för att identifiera primär toppström:

När ovanstående är uppnått kan vi gå vidare och beräkna primärinduktansen med hjälp av följande formel, inom gränserna för maximal duty cycle.

Vård måste vidtas när det gäller flyback, den får inte gå in i CCM-läget på grund av någon form av överbelastning, och för detta bör maximal effektspecifikation beaktas när man beräknar Poutmax i ekvation #5. Det nämnda tillståndet kan också uppstå om induktansen ökar över Lprimax-värdet, så notera detta.

Steg5:

Hur man väljer optimal kärnkvalitet och storlek:

Det kan se ganska skrämmande ut när man väljer rätt kärnspecifikation och struktur om man konstruerar en flyback för första gången. Eftersom detta kan innebära ett betydande antal faktorer och variabler att ta hänsyn till. Några av dessa som kan vara avgörande är kärnans geometri (t.ex. EE-kärna/RM-kärna/PQ-kärna etc.), kärnans dimension (t.ex. EE19, RM8 PQ20 etc.) och kärnans material (t.ex. 3C96. TP4, 3F3 etc).

Om du är ovetande om hur du ska gå vidare med ovanstående specifikationer kan ett effektivt sätt att motverka detta problem vara att hänvisa till en standardkärnevalsguide från kärntillverkaren, eller så kan du också ta hjälp av följande tabell som i grova drag ger dig standardkärndimensionerna när du utformar en 65 kHz DCM-flyback, med hänvisning till uteffekten.

När du är klar med valet av kärnstorlek är det dags att välja rätt spole, som kan förvärvas enligt kärnans datablad. Ytterligare egenskaper hos bobinen såsom antal stift, PCB-montering eller SMD, horisontell eller vertikal positionering alla dessa kan också behöva övervägas som den föredragna designen

Kärnmaterialet är också avgörande och måste väljas baserat på frekvensen, den magnetiska flödestätheten och kärnförlusterna.

För att börja kan du prova varianter med namnen 3F3, 3C96 eller TP4A, men kom ihåg att namnen på tillgängliga kärnmaterial kan vara olika för identiska typer beroende på tillverkningen.

Hur man beräknar minsta primära vändningar eller lindning

Varvid termen Bmax betecknar den operativa maximala flödestätheten, Lpri berättar om den primära induktansen, Ipri blir den primära toppströmmen, medan Ae identifierar tvärsnittsytan för den valda kärntypen.

Man måste komma ihåg att Bmax aldrig får överstiga den mättande flödestätheten (Bsat) som anges i databladet för kärnmaterialet. Du kan hitta små variationer i Bsat för ferritkärnor beroende på specifikationer som materialtyp och temperatur; majoriteten av dessa kommer dock att ha ett värde nära 400mT.

Om du inte hittar några detaljerade referensdata kan du utgå från ett Bmax på 300mT. Även om ett högre Bmax kan bidra till att minska antalet primära varv och minska ledningsförmågan, kan kärnförlusten öka avsevärt. Försök att optimera mellan värdena för dessa parametrar, så att både kärnförlust och kopparförlust hålls inom acceptabla gränser.

Steg 6:

Hur man beräknar antalet varv för den sekundära huvudutgången (Ns) och de diverse extrautgångarna (Naux)

För att bestämma de sekundära varven måste vi först hitta varvförhållandet (n), som kan beräknas med följande formel:

Varvid Np är de primära varven och Ns är det sekundära antalet varv, Vout betecknar utgångsspänningen och VD talar om spänningsfallet över sekundärdioden.

För att beräkna varvtalen för hjälputgångarna för ett önskat Vcc-värde kan följande formel användas:

En hjälplindning blir avgörande i alla flybackomvandlare för att leverera den initiala uppstartsförsörjningen till styrkretsen. Denna försörjning VCC används normalt för att driva switching IC på primärsidan och kan fastställas enligt det värde som anges i IC:s datablad. Om beräkningen ger ett icke heltalsvärde, avrunda det helt enkelt genom att använda det övre heltalsvärdet precis ovanför detta icke heltalsvärde.

Hur man beräknar ledningsstorleken för den valda utgångslindningen

För att korrekt beräkna ledningsstorlekarna för de olika lindningarna måste vi först ta reda på specifikationen för RMS-strömmen för den enskilda lindningen.

Det kan göras med följande formler:

Som utgångspunkt kan en strömtäthet på 150 till 400 cirkulära mil per ampere, användas för att bestämma trådmåttet. Följande tabell visar referensen för att välja lämplig trådmått med hjälp av 200M/A, enligt RMS-strömvärdet. Den visar också tråddiametern och den grundläggande isoleringen för ett urval av superemaljerade koppartrådar.

Steg8:

Konstruktion av transformatorns konstruktion och Winding design Iteration

När du är klar med att bestämma de ovan diskuterade transformatorparametrarna blir det avgörande att utvärdera hur tråddimensionen och antalet varv passar in i den beräknade transformatorns kärnastorlek, och den specificerade bobinen. För att få detta optimalt kan flera iterationer eller experiment krävas för att optimera kärnspecifikationen med hänvisning till trådmåttet och antalet varv.

Följande figur visar lindningsområdet för en given EE-kärna. Med hänvisning till den beräknade trådtjockleken och antalet varv för den enskilda lindningen kan det vara möjligt att ungefärligt uppskatta om lindningen kommer att passa in i det tillgängliga lindningsområdet (w och h) eller inte. Om lindningen inte passar kan en av parametrarna (antal varv, trådtjocklek eller kärnstorlek) eller mer än en parameter behöva finjusteras tills lindningen passar optimalt.

Lindningslayoutet är avgörande eftersom transformatorns arbetsprestanda och tillförlitlighet i hög grad är beroende av det. Det rekommenderas att använda en sandwichlayout eller struktur för lindningen för att begränsa induktansläckage, enligt fig5.

För att uppfylla och överensstämma med de internationella säkerhetsreglerna måste konstruktionen också ha ett tillräckligt isoleringsområde över lindningens primära och sekundära lager. Detta kan säkerställas genom att använda margin-wound struktur, eller genom att använda en sekundär tråd med tredubbelt isolerad trådklassning, som visas i följande respektive figur

Användning av tredubbelt isolerad tråd för den sekundära lindningen blir det enklare alternativet för att snabbt bejaka de internationella säkerhetslagarna gällande flyback SMPS-konstruktioner. Sådana förstärkta trådar kan dock ha en lite högre tjocklek jämfört med den normala varianten som tvingar lindningen att uppta mer utrymme, och kan kräva ytterligare ansträngning för att rymma inom den valda spolen.

Steg 9

Hur man utformar den primära klämkretsen

I omkopplingssekvensen, för mosfetens OFF-perioder, utsätts en högspänningsspik i form av läckageinduktans över mosfetens drän/källa, vilket kan resultera i ett lavinhaveri, som slutligen skadar mosfeten.

För att motverka detta konfigureras vanligen en klämkrets över primärlindningen, som omedelbart begränsar den genererade spiken till ett säkert lägre värde.

Du hittar ett par klämkretsutformningar som kan införlivas för detta ändamål enligt följande figur.

Dessa är nämligen RCD-klämkrets, och diod/Zener-klämkrets, där den sistnämnda är mycket lättare att konfigurera och genomföra än det första alternativet. I denna klämkrets använder vi en kombination av en likriktardiod och en högspännings-Zenerdiod, t.ex. en TVS (transient voltage suppressor), för att klämma fast spänningsspiken.

Zenerdiodens funktion är att effektivt klämma fast eller begränsa spänningsspiken tills läckspänningen är helt shuntad genom Zenerdioden. Fördelen med en Zenerdiodklämma är att kretsen aktiveras och klämmer endast när det kombinerade värdet av VR och Vspike överskrider Zenerdiodens specifikation för nedbrytning, och omvänt, så länge spiken ligger under Zenerdiodens nedbrytning eller en säker nivå, kanske klämman inte utlöses alls, vilket inte tillåter någon onödig effektförlust.

Hur man väljer klämdiod/Zener-klassning

Den bör alltid vara dubbelt så stor som värdet av den reflekterade spänningen VR, eller den antagna spikspänningen.
Den likriktardiod som används bör vara en ultrasnabb återhämtningsdiod eller en diod av Schottky-typ som har en klassning som är högre än den maximala likströmslänks-spänningen.

Den alternativa lösningen med en klämning av RCD-typ har den nackdelen att den bromsar MOSFET:s dv/dt. Här blir motståndets motståndsparameter avgörande när man begränsar spänningstoppen. Om ett lågt värde Rclamp väljs skulle det förbättra spikskyddet men kan öka dissipationen och slösa energi. Omvänt, om ett högre värde Rclamp väljs skulle det bidra till att minimera dissipationen men kanske inte vara lika effektivt när det gäller att undertrycka spikarna.

Med hänvisning till figuren ovan kan följande formel användas för att säkerställa att VR = Vspike

Där Lleak betecknar transformatorns induktans och kan hittas genom att göra en kortslutning över sekundärlindningen, alternativt kan ett tumregelvärde införlivas genom att tillämpa 2 till 4 % av värdet på primärinduktansen.

I detta fall bör kondensatorn Cclamp vara avsevärt stor för att förhindra en spänningsökning under absorptionsperioden för läckageenergin.

Värdet på Cclamp kan väljas mellan 100pF till 4,7nF, den energi som lagras i denna kondensator kommer att urladdas och uppdateras av Rclamp snabbt under eacj kopplingscykel.

Steg10

Hur man väljer utgången likriktardiod

Detta kan beräknas med hjälp av formeln som visas ovan.

Se till att välja specifikationerna så att diodens maximala backspänning eller VRRM inte är mindre än 30 % av VRVdioden, och se också till att IF- eller Avalanche forward current-specifikationen är minst 50 % större än IsecRMS. Välj helst en schottkydiod för att minimera ledningsförlusterna.

Med en DCM-krets kan Flyback-toppströmmen vara hög, försök därför att välja en diod som har en lägre framspänning och en relativt högre strömspecifikation, med hänsyn till den önskade verkningsgraden.

Steg11

Hur man väljer värdet på utgångskondensatorn

Välja en korrekt beräknad utgångskondensator när man konstruerar en flyback kan vara extremt avgörande, eftersom i en flyback-topologi är lagrad induktiv energi otillgänglig mellan dioden och kondensatorn, vilket innebär att kondensatorns värde måste beräknas genom att ta hänsyn till tre viktiga kriterier:

1) Kapacitans
2) ESR
3) RMS-ström

Det minsta möjliga värdet kan identifieras beroende på funktionen för högsta acceptabla topp till topp-utgångsrippelspänning, och kan identifieras med hjälp av följande formel:

Varvid Ncp anger antalet klockpulser på den primära sidan som krävs för styråterkopplingen för att kontrollera turtätheten från de angivna maximi- och minimivärdena. Detta kan typiskt sett kräva cirka 10 till 20 växlingscykler.
Iout avser den maximala utgångsströmmen (Iout = Poutmax / Vout).

För att identifiera det maximala RMS-värdet för utgångskondensatorn används följande formel:

För en specificerad hög kopplingsfrekvens för flyback kommer den maximala toppströmmen från transformatorns sekundärsida att generera en motsvarande hög rippelspänning, som läggs på den likvärdiga ESR för utgångskondensatorn. Med hänsyn till detta måste det säkerställas att kondensatorns ESRmax-värde inte överstiger kondensatorns specificerade acceptabla rippelströmsförmåga.

Den slutliga konstruktionen kan i grunden omfatta den önskade spänningen och kondensatorns rippelströmsförmåga, baserat på det faktiska förhållandet mellan den valda utgångsspänningen och strömmen för flyback.

Se till att ESR-värdet bestäms från databladet baserat på frekvensen högre än 1 kHz, som typiskt kan antas vara mellan 10 kHz och 100 kHz.

Det skulle vara intressant att notera att en ensam kondensator med en låg ESR-specifikation kan räcka för att styra utgångsrippel. Du kan försöka inkludera ett litet LC-filter för högre toppströmmar, särskilt om flyback är utformad för att arbeta med ett DCM-läge, vilket kan garantera en någorlunda bra rippelspänningskontroll vid utgången.

Steg12

Fortsatta viktiga överväganden:

A) Hur man väljer spännings- och strömstyrka, för brygglikriktaren på primärsidan.

Det kan göras med hjälp av ovanstående ekvation.

I den här formeln står PF för effektfaktorn för strömförsörjningen, och vi kan använda 0,5 om det inte går att hitta en korrekt referens. För brygglikriktaren välj dioder eller moduler som har en genomströmningsfaktor som är 2 gånger större än IACRMS. För spänningen kan den väljas på 600V för en maximal 400V AC ingångsspecifikation.

B) Hur man väljer strömavkänningsmotståndet (Rsense):

Det kan beräknas med följande ekvation. Avkänningsmotståndet Rsense är införlivat för att tolka den maximala effekten vid flybackens utgång. Vcsth-värdet kan bestämmas genom att hänvisa till styrkretsens datablad, Ip(max) betecknar primärströmmen.

C) Val av kondensatorns VCC:

Ett optimalt kondensatorvärde är avgörande för att ingångskondensatorn ska ge en korrekt startperiod. Typiskt sett gör alla värden mellan 22uF till 47uF jobbet bra. Men om detta väljs mycket lägre kan det resultera i att man utlöser en ”underspänningslåsning” på styrkretsen, innan Vcc kan utvecklas av omvandlaren. Tvärtom kan ett större kondensatorvärde leda till en oönskad fördröjning av omvandlarens starttid.

Det är också viktigt att se till att kondensatorn är av bästa kvalitet, med mycket goda ESR- och rippelströmsspecifikationer, i nivå med specifikationerna för utgångskondensatorn. Det rekommenderas starkt att ansluta en annan kondensator av mindre värde i storleksordningen 100nF, parallellt med den ovan diskuterade kondensatorn, och så nära som möjligt till styrkretsens Vcc/jord-stiftuttag.

D) Konfigurera återkopplingsslingan:

Kompensering av återkopplingsslingan blir viktig för att stoppa genereringen av oscillation. Det kan vara enklare att konfigurera kretsens kompensation för flyback i DCM-läge än för CCM, på grund av avsaknaden av ”höger halvplansnolla” i effektsteget och därmed krävs ingen kompensation.

Som framgår av figuren ovan räcker det med en enkel RC (Rcomp, Ccomp) för det mesta för att bibehålla en god stabilitet i hela slingan. I allmänhet kan Rcomp-värdet väljas allt mellan 1K och 20K, medan Ccomp kan vara inom intervallet 100nF och 470pF.